混合电压控制-Analysis and Proposal of Capacitor Voltage Control for an Asymmetric Cascaded Inverter

Abstract— This work presents an analysis of the distribution of power handled by H-bridge cells of Asymmetric Cascaded Multilevel converter. Applications of such converters require DC sources connected to DC link in order to establish constant voltage. The voltage must be independent of the modulation index and the load current. Even in applications like for SVAR compensation, where the inverter does not need to provide active power, the DC voltage must be present. The proposed control algorithm eliminates the need of additional isolated DC sources. The control strategy regulates the DC link voltages of capacitors connected to the two smallest voltages of a tree cells cascaded H-bridge inverter. Experimental results validate the voltage control strategy.

I. INTRODUCTION

It is known that multilevel inverters have many advantages over conventional PWM inverters if higher power applications are concerned. Due to this, they have attracted Power Electronics researches attention [1-3].

Among the better-known multilevel topologies, the Multilevel Cascaded Converter [4-14], shown in Figure 1, stands out by its reduced number of switches to obtain the same number of output voltage levels as other converters. However, it has the drawback of requiring isolated DC source for each cell. This disadvantage restricts the use of this converter in high power applications where other topologies cannot be used due to the huge number of switches and excessive complexity [4-6].

V V ()

t

Basically, there are two alternatives for choosing the DC voltage sources. They could have the same value, hereafter called SCC (Symmetrical Cascaded Converter), or they could have different values, ACC (Asymmetric Cascaded Converter).

Both can be controlled using different modulations strategies, some of then based on PWM [4,15-17] (Pulse Width Modulation), SVM [18-19] (Space Vector Modulation), and others based on staircase waveform generation [6-8]. The SVM modulation for multilevel inverters requires that some comparisons be made in order to determine the operating sector. Even for multilevel inverts with a relatively low number of levels (5 to 7 levels, for example), this procedure may be quite cumbersome. Nevertheless, SVM seems to have no significant advantage over PWM strategies. That is the reason why PWM modulation has been chosen instead of SVM [8].

When different DC voltage sources are used (ACC) higher number of output levels can be reached. Consequently, the THD (Total Harmonic Distortion) of the output voltage is reduced. This issue is important because output filter requirements are minimized and better dynamic performances can be achieved.

In applications that the converter does not need to provide active power, DC sources can be substituted by capacitors. In this case, the voltage on the capacitors must individually be controlled. Some of these control strategies for SCC or ACC that operate with PWM modulation in each cell was proposed in [10,11,13]. For SCC that operates with staircase waveform a voltage control strategy was proposed in [6,14]. This paper introduces a control strategy for the two lower cells of an ACC composed by three cells that operates with PWM only in the smallest voltage cell.

II. D ESCRIPTION

The simplified circuit diagram of a single-phase ACC is shown in Figure 2. The DC sources that provide energy for each one of the H-bridge cells must be isolated from the others. The relationship among the DC voltages depends on many factors: the application needs, required number of levels of the output voltage, maximum breakdown voltage of the switches, etc.

Analysis and Proposal of Capacitor Voltage Control

for an Asymmetric Cascaded Inverter

L. A. Silva S. P. Pimentel J. A. Pomilio

State University of Campinas DSCE – FEEC – UNICAMP CP 6101 Campinas, SP – BRAZIL

Email: araujo@dsce.fee.unicamp.br, Email: sergio@dsce.fee.unicamp.br, Email: antenor@dsce.fee.unicamp.br

V 1

V

A. PWM Modulation Strategy

A modulation strategy for the ACC is illustrated on Figure 3 [16]. This strategy combines PWM modulation for the lower voltage cell with low commutation frequency for the other cells. The AC voltages generated by the low-frequency H-bridges are determined by comparisons of reference signals with constant values given by (1).

∑

==n

1

k k n V σ ()1n ≥ (1) The relation among DC sources voltages that produces the maximum number of levels must follow (2) or (V 1, 2.V 1, 6.V 1, 18.V 1, …).

∑

?=?=1

n 1

k k n V 2V ()2n ≥ (2)

A graphical representation of this modulation strategy is

shown in Figure 4. The first comparison, that is done

between the reference voltage, v *, and constant levels,

±σ2, determines the voltage to be generated by the highest voltage cell, v 3. A similar procedure is applied for the intermediate and the lowest voltage cells, according to

Figure 4.

B. Staircase Modulation Strategy

If the lowest voltage cell also operates at low switching frequency, the output signal shape would be like a staircase waveform, as shown in Figure 5. The modulation strategy can be derived from modulation shown in Figure 2, except

that PWM modulation is not applied to the last stage. Now, the references for each cell are compared with constant

levels given by (3).

2V 1n n +=σ ()0n ≥ (3)

The maximum number of levels, for staircase modulation

strategy, can be reached if the DC voltages are determined

by (4) or (V 1, 3.V 1, 9.V 1, 27.V 1

, …).

∑

?=?

+=1

n 1

k k 1n V 2V V ()1n ≥

(4)

C. Comments about choosing the modulation strategy

Theoretically, it is possible to build a modulation strategy that allows PWM modulation and operation with 27 levels. Although this alternative is not recommended, because it would be necessary that the highest and the intermediate voltage cells be switched in high frequency during the time interval that the reference is within some levels. This is illustrated on Figure 6.

Fig. 6: Theoretical signal obtained with a 3 cells cascaded converter and

PWM modulation

This can be better understood if we look at what happens on the time interval a marked in Figure 6. Figure 7 shows in details this moment. If the converter operates with 27 levels, v 3 becomes positive every time the output voltage, v , changes from 4V 1 to 5V 1. At the same time, the intermediate voltage cell changes its state from positive to negative. As consequence, the number of commutations in each transition from 4V 1 to 5V 1, or vice versa, is 10, as indicates Figure 7.

4V 1

5V 110101*********Number of commuted

switches

2222226V 1

3V 12

Fig. 7: Per phase PWM Modulation Strategy 27 levels

This is not the case if the converter operates with 19

levels. When v 3 becomes positive for the first time, during

the first transition from 3V 1 to 4V 1, v 2 becomes negative and

10 switches commutation occur. Although, the following

transitions between 3V 1 and 4V 1 require only 2 commutations, as is indicated on Figure 8. This happens due

to the fact that, when the number of levels is decrease from 27 to 19, some voltage levels (-17V 1, ... ,-5V 1, -3V 1, -V 1, V 1, V 3, V 5, … ,17V 1) can be produced by two different switching combination.

3V 1

4V 1

102

2

2

2

22

Number of commuted switches

2

22

222

5V 1

2V 1

2

Fig. 8: Per phase PWM Modulation Strategy 19 levels

Hence, in spite of generating a higher number of levels, the 27 levels strategy seems not to be a good choice if PWM modulations is concerned.

A similar problem could also happen if the reference voltage, v *, were determined by a high bandwidth closed loop controller and the staircase modulation strategy of Figure 5 were used.

If the reference determined by this controller were within two different levels, the modulation technique would choose the nearest level. Therefore, there could be an error between v * and v.

The closed loop control action would try to compensate this error by sharing the time within these levels. It would result in a signal, v , similar to the PWM signal of Figure 7, but it would not be periodic.

For these reasons, the 27 levels strategy seems to be more suitable when the converter operates in open loop systems or in closed loop systems that require low bandwidth compensation capability. Hereafter, only 19 levels will be considered.

III. P OWER F LOW WITHIN THE C ELLS

If the Cascaded Multilevel converter has to provide active power to the load, one way to determine how much power each one of the DC sources delivers is computing the instantaneous output voltage and current. Basically, each H-bridge cell is modeled as a dipole. If losses are not

considered, the following expressions can be written.

()()()()t i t v t I t V 11c 1?=? (5)

()()()()t i t v t I t V 22c 2?=? (6) ()()()()t i t v t I t V 33c 3?=? (7)

Which means that the instantaneous power delivered by

each DC source equals the respective instantaneous output

power. As consequence, the average power delivered by the

DC sources equals the average of the product between the

generated output voltages, v 1, v 2 and v 3 and current that passes though the cells, i .

For a sinusoidal reference voltage, v *, there will be symmetry and it is possible to ensure that the fundamental component of v 1, v 2 and v 3 are in phase or in phase opposition with the reference. If the load is resistive, it is possible to analyze the power handled by each cell by the amplitude of the generated fundamental component. The modulation index is defined as:

3

21V V V v m ++=*

(8)

Substituting (2) yields:

1

V 9v m *

= (9)

Figure 9 shows the fundamental component produced by each cell when the modulation index varies, for a sinusoidal reference.

Fig. 9: Fundamental component produced by each cell.

Note that, depending on the modulation index, the fundamental voltage component generated by the cells can assume negative values. It means that the DC sources must

also be capable of absorbing energy (2 quadrants operation). If the load is purely inductive, the fundamental voltage component produced by each cell leads 90 degrees the

current and no active power is handled by the DC sources.

IV. T HE P ROPOSED DC V OLTAGE C ONTROL

The DC link voltages of each cell, as well as, the relationship between them, should be kept constant and at the rated values.

In applications in which the inverter does not provide active power, it is desirable that the voltages be

automatically controlled and, hence, the DC sources could be substituted by capacitors. This section introduces a control strategy that eliminates the need of the two lowest DC sources of an ACC, for these applications. The control of the highest voltage DC link can also be done, but the specific strategy depends on the application and is not addressed in this paper [20].

Figure 10 shows the voltage generated by the two highest voltage modules, v 3 + v 2, and the respective reference signal, v *, obtained according to modulation strategy of Figure 3. Figure 11 (a) illustrates part of the sinusoid rising.

Fig. 10: Ch1 – Voltage generated by the two higher voltage cells, v 3 + v 2.

(100V/div) Ch2 – Sinusoidal reference voltage, v *.

Table I shows the possible states of the highest voltage modules. The numbers -1, 0 and 1, mean –V 2, 0 and V 2, for the intermediate voltage cell, v 2, and –V 3, 0 and V 3, for the highest voltage cell, v 3.

TABLE I H-BRIDGE STATES

O UTPUT VOLTAGE

-8V 1 -6V 1 -4V 1 -2V 1 0 2V 1

4V 1

6V 1

8V 1

v 2 -1 0 1 -1 0 1 -1 0 1 v 3 -1 -1 -1 0 0 0 1 1 1 A. Middle Voltage Control – V 2

The Figure 11 (b) shows the difference between v * and (v 3+v 2). This is the reference for the PWM stage and, hence, is within ±V 1 range.

Suppose the capacitor of the intermediate voltage H-bridge module is slightly discharged and there is a positive current flowing thought its terminals, according to Figure 2. By (6), this capacitor will discharge if the terminal voltage

of the module, v 2, is positive and will recharge if the terminal voltage is negative.

If the reference signal of these stages were biased by a level –δ2, according to Figure 12, the transition between two adjacent states no longer would happen in point A, but in

point A’. This change affects the interval in which the converter remains in each state, as shown in Figure 11 (c). The time the converter is in –V 2 state increases, while the interval in V 2 state decreases. Hence, when a positive current is considered, this situation would favor the capacitor charging. For the opposite current direction or if the bias signals were +δ2, the capacitor would discharge.

+ δ 2

*3+v 2

v 3+ v 2)

Fig. 11: (a) Reference, v *, and output voltage generated by the higher voltage modules, v 2 + v 3; (b) Reference signal for the lowest voltage module, v * - (v 2 + v 3); (c) Output voltage generated by the higher voltage

modules, v 2 + v 3, when reference of inverter 3 and 2 are changed according to Figure 12, (d) and Reference signal for the lowest voltage modules, v * - (v 2 + v 3) , if reference of inverter 3 and 2 are changed.

A drawback of changing the reference signals is that the

PWM stage reference may no longer be limited within ±V 1.

Actually, PWM reference signal would increase according to δ2, as shown in Figure 11 (d). Hence, the last stage may no longer be capable to generate its required reference, v 1*, and there may happen output voltage distortion.

A possible solution for this problem is to limit the variation range of δ2 and increase the DC link voltage of the lowest voltage module. Therefore, the DC link voltages would be (V 1+?V 1), (2.V 1) and (6.V 1). As high is ?V 1, higher is the capability of controlling the medium DC link voltage without distorting the output waveform.

2

B. Lowest Voltage Control – V 1

As long as the lowest voltage module operates with PWM, its DC link control can be done similarly to the DC link control of PWM inverters. A possible control strategy for doing this consists of adding to the reference a signal that is proportional to the terminal current.

The complete V 2 and V 1 control scheme is shown in Figure 13. A PI controller was used for each capacitor voltage. Low-pass filters eliminate high frequency components of the measured voltages.

Fig. 13: Complete V 2 and V 1 control scheme

V. E XPERIMENTAL RESULTS

Figure 14 shows the voltage reference and the output voltage waveform of a 3 cells cascaded converter driving a highly inductive load (1.2 + j ?2π?60?0.117) using the proposed DC voltage control strategy.

Fig. 14: Experimental result for a tree level cascaded converter (V1=14+7V, V2=28V, V3=84V) with switching frequency of 20kHz – (Ch2: Voltage reference, 100V/div) – (Ch3: Output voltage, 100V/div).

The output voltage has 19 levels but, due to the increase voltage of the lowest cell, these levels are not equally spaced. Figure 15 shows the FFT (Fast Fourier Transform) of these signals. The output waveform presents low

harmonic distortion with almost all harmonic components

below 40 db of the fundamental component.

Fig. 15: Fast Fourier Transform of waveforms shown in Figure 9 – (Ch2) – FFT of Voltage reference (Ch3) – FFT of output voltage (100V/div) When the reference voltage is sinusoidal and a RL load is connected to the output, depending on the modulation index, the active current component forces voltage unbalancing. According to Figure 9, if modulation index is 1.00, both controlled voltages tend to discharge. If modulation index is 0.65 they tend to recharge. Figure 16 shows the response of the controlled voltages when modulation index varies from 0.65 to 1.00 for a RL load (9.5 + j?2π?60?0.117). The resistance has been intentionally added in order to increase voltage unbalance tendency. Again, according to Figure 9, if modulation index is 0.55, the intermediate DC voltage tends to rise while the lower DC voltage tends to decline. While for modulation index 0.84, the opposite tends to happen. Figure 17 shows the response of controlled voltages when modulation index varies from 0.55 to 0.84 for a RL load (9.5 + j?2π?60?0.117).

<28V

<21V Fig. 16: Experimental result - Step response of lower voltages DC links when modulation index varies between 0.65 and 1.00: (a) - Middle cell DC link voltage (5V/div); (b) - Lower cell DC link voltage (5V/div); (ch3)

– Converter output voltage.

VI. CONCLUSION

A control strategy of the two lowest DC voltages cells of ACC inverters has been presented. It reduces the implementation cost and complexity of such converters in applications in which active power is not handled, like active power filters, static VAr compensators, etc. Despite, experimental results have been achieved using 3 cells Cascaded Converter, this control strategy can be extended for the (N-1) lowest cells of an N cells converter.

The experimental results show that the proposed control strategy keeps voltages balanced regardless modulation index variations, for sinusoidal reference voltage. Though, it is not possible to affirm that it can guarantee voltage balance for any voltage and current waveform.

The authors are testing the stability of the proposed control method for non-sinusoidal voltage and current waveforms. In [20] and active filter was successfully implemented using this method.

<28V

<21V Fig. 17: Experimental result - Step response of lower voltages DC links when modulation index varies between 0.55 and 0.84: (a) - Middle cell

DC link voltage (5V/div); (b) - Lower cell DC link voltage (5V/div);

(Ch3) – Converter output voltage.

A CKNOWLEDGMENT

The authors would like to thank the Brazilian agencies FAPESP (Funda??o de Amparo a Pesquisa do Estado de S?o Paulo), CNPq and CAPES by the financial support, Texas Instruments by providing DSP starter kit used to implement the control strategy, and Bevian by the International Rectifier integrated inverter modules.

The authors also would like to thank Ricardo Q. Machado, Fernando P. Maraf?o, André A. Ferreira and Edson Vendrusculo.

A PPENDIX

About the implemented system:

Controller: Texas Instruments DSP - TMS320F2812 Inverter modules: International Rectifier integrated inverter modules -IRAMX16UP60A

Sensors: Hall effect current sensors LA55-P; Hall effect

voltage sensor LV25-P.

Load Inductance: 117mH laminated iron core

R EFERENCES

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PESC 05.

带隙基准电压源的设计

哈尔滨理工大学 软件学院 课程设计报告 课程大三学年设计 题目带隙基准电压源设计 专业集成电路设计与集成系统班级集成10-2 班 学生唐贝贝 学号1014020227 指导老师董长春 2013年6月28日

目录 一.课程设计题目描述和要求………………………………………… 二.课程设计报告内容………………………………………………… 2.1课程设计的计算过程…………………………………………. 2.2带隙电压基准的基本原理……………………………………. 2.3指标的仿真验证结果…………………………………………. 2.4 网表文件……………………………………………………… 三.心得体会……………………………………………………………四．参考书目………………………………………………………….

一．课程设计题目描述和要求1.1电路原理图： (1).带隙基准电路 (2).放大器电路

1.2设计指标 放大器：开环增益：大于70dB 相位裕量：大于60度 失调电压：小于1mV 带隙基准电路：温度系数小于10ppm/C ? 1.3要求 1>手工计算出每个晶体管的宽长比。通过仿真验证设计是否正确，是否满足指标的要求，保证每个晶体管的正常工作状态。 2>使用Hspice 工具得到电路相关参数仿真结果，包括：幅频和相频特性（低频增益，相位裕度，失调电压）等。 3>每个学生应该独立完成电路设计，设计指标比较开放，如果出现雷同按不及格处理。 4>完成课程设计报告的同时需要提交仿真文件，包括所有仿真电路的网表，仿真结果。 5>相关问题参考教材第六章，仿真问题请查看HSPICE 手册。 二. 课程设计报告内容 由于原电路中增加了两个BJT 管，所以Vref 需要再加上一个Vbe ，导致最后结果为(ln )8.6M n β??≈，最后Vref 大概为1.2V ，且电路具有较大的电流，可以驱动较大的负载。 2.1课程设计的计算过程 1> M8，M9，M10，M11，M12，M13宽长比的计算 设Im8=Im9=20uA (W/L)8=(W/L)9=20uA 为了满足调零电阻的匹配要求，必须有Vgs13=Vgs6 ->因此还必须满足(W/L)13=(Im8/I6)*(W/L)6 即(W/L)13/(W/L)6=(W/L)9/(W/L)7 取(W/L)13=27 取(W/L)10=(W/L)11=(W/L)13=27 因为偏置电路存在整反馈，环路增益经计算可得为1/(gm13*Rb)，若使环路

电力系统自动装置原理复习资料(完整版!)

绪论 1、葛洲坝水电厂，输送容量达120万科kW；大亚湾核电厂单机容量达90万kW；上海外高桥火电厂装机容量320万kW，最大单机容量90万kW。我国交流输电最高电压等级达500kV。 2、电能在生产、传输和分配过程中遵循着功率平衡的原则。 3、发电厂转换生产电能，按一次能源的不同又分为火电厂，水电厂，核电厂 3、自动控制装置对送来的信息进行综合分析，按控制要求发出控制信息即控制指令，以实现其预定的控制目标。 3、电力系统自动监视和控制，其主要任务是提高电力系统的安全、经济运行水平。 4、发电厂、变电所电气主接线设备运行的控制与操作的自动装置，是直接为电力系统安全、经济和保证电能质量服务的基础自动化设备。 5、同步发电机是转换产生电能的机械，它有两个可控输入量——动力元素和励磁电流。 6、电气设备的操作分正常操作和反事故操作。 7、发电厂、变电所等电力系统运行操作的安全装置，是为了保障电力系统运行人员的人身安全的监护装置。 8、电压和频率是电能质量的两个主要指标。 9、同步发电机并网运行操作是电气设备正常运行操作的重要内容。 10、电力系统自动装置有两种类型：自动调节装置和自动操作装置 11、计算机控制技术在电力系统自动装置中已广泛应用，有微机控制系统、集散控制系统、以及分布式控制系统等。 12、频率是电能质量的重要指标。有功功率潮流是电力系统经济运行和系统运行方式中的重要问题。 13、电力系统自动低频减载及其他安全自动控制装置：按频率自动减载装置是电力系统在事故情况下较为典型防止系统事故的安全自动装置。 第一章 14、自动装置的首要任务是将连续的模拟信号采集并转换成离散的数字信号后进入计算机，即数据采集和模拟信号的数字化。 15、自动装置的结构形式主要有三种，微型计算机系统、工业控制计算机系统、集散控制系统和现场总线系统。 16、（简答）微型计算机系统的主要部件 1）传感器 2）模拟多路开关 3）采样/保持器 4）A/D转换器 5）存储器 6）通信单元 7）CPU 16、传感器的作用是把压力、温度、转速等非电量或电压、电流、功率等电量转换为对应的电压或电流的弱电信号。 17、采样/保持器一般由模拟开关、保持电容器和缓冲放大器组成 18、A/D转化器是把模拟信号转换为数字信号，影响数据采集速度和精度的主要因素之一。 19、一般把运算器和控制器合称中央处理单元（CPU）。/ 20、工业控制计算机系统一般由稳压电源、机箱和不同功能的总线模板，以及键盘等外设接口组成。 21、定时器是STD总线的独立外设，具有可编程逻辑电路、选通电路和输出信号，可完成定时、计数以及实现“看门狗”功能等。 22、键盘显示板主要有键盘输入、显示输出、打印机接口等部分。 23、路由器的功能主要起到路由、中级、数据交换等功能。 24、采样过程：对连续的模拟信号x（t），按一定的时 间间隔 S T，抽取相应的瞬时值。 25、采样周期Ts决定了采样信号的质量和数量。 26、香农采样定理指出采样频率必须大于原模拟信号

电力系统调度自动化控制技术探析 温进荣

电力系统调度自动化控制技术探析温进荣 发表时间：2019-07-19T13:42:27.863Z 来源：《基层建设》2019年第13期作者：温进荣 [导读] 摘要：随着社会发展面向现代化的方向进行建设，我国的经济也有了很大程度的改变，国民的生活水平在不断地提升。 广东卓维网络有限公司广东佛山 528200 摘要：随着社会发展面向现代化的方向进行建设，我国的经济也有了很大程度的改变，国民的生活水平在不断地提升。但也正是在这种社会发展的大背景下，我国的用电需求量也在逐步上升。所以保证供电的可靠性和用电安全是电力系统运行中重要的环节。也正是在这种情况下，电力系统调度自动化控制技术被研制并广泛应用，它的出现为电力系统的正常运行提供了良好的技术条件，使用这种技术可以对电网运行信息进行采集、监视和对运行状态进行控制。本文研究了这种技术应用的重要性以及它的突出特点，探讨了应该怎样对这种技术进行改造。 关键词：电力系统；自动化；控制技术 电力自动化控制技术是整个电力系统中必不可少的一项专业技术，它是电力系统能够正常运行的重要保障。电力自动化技术可以帮助调控人员对电力系统进行远程操控，可以监视电网的运行状态以及对它的安全性进行在线分析预控。因此，加强电力系统调度自动化控制技术的研究力度可以有效的提高电网运行水平并减轻调控人员的工作强度，相关的专业人员熟知此项技术，可以有效的提高自己在日常工作中的运行维护水平。 1电力系统调度自动化控制技术应用必要性以及它的功能特点 1.1电力系统调度自动化控制技术的应用必要性 当今时代人们的生活以及社会经济的发展对电力的依赖性越来越大，这也迫切要求电力系统网络迅速发展壮大并安全、优质、经济、可靠运行，但是整个复杂的电力系统只有靠调度自动化控制技术的不断发展应用才能实现对电网的有效监视、判断、分析、遥控（遥调）或自动控制，必须要使电力系统调度自动化控制技术符合目前的实际情况才能够确保电网正常运行供电，所以这就需要电力调度自动化控制系统工作人员不断提升自己的实力对其进行研究和深化应用。 1.2电力系统调度自动化控制技术的功能特点 1.2.1能够对电力网络进行安全分析 自动化控制技术网络分析包括状态估计、调度员潮流、静态安全分析、灵敏度分析等功能，网络分析功能是电网调度自动化控制系统重要功能模块，为调度员提供快速简便的计算分析手段，是调度运行值班必不可少的工具，在快速、准确计算的同时，有效地协助调度员及时掌握电网危险点，以便及时采取预控措施，可以有效减少事故的发生。 1.2.2变电站集中监控功能应用 变电站集中监控功能是监控员实时掌控所辖变电站设备运行工况的主要手段。实现设备运行信息的分类、分站、分电压等级的汇总与现实，并通过颜色、声音、文字等多种手段进行提示预警及远方遥控功能。能够快速、准确地向监控员提供当前变电站真实运行情况及故障异常情况下设备遥测、遥信信息，能够有效提升监控工作效率，缓解监控员工作压力，使监控功能成为调度的“眼睛和耳朵”，进一步提升变电站集中监控安全运行水平。 1.2.3自动电压控制功能应用 自动电压控制（A VC）应用是在满足电网安全稳定运行前提下，保证电压和功率因数合格，并尽可能降低系统因不必要的无功潮流引起的有功损耗。A VC从网络分析应用（PAS）获取控制模型、从电网稳态监控应用（SCADA）获取实时采集数据并进行在线分析和计算，对电网内各变电站的有载调压装置和无功补偿设备进行集中监视、统一管理和在线控制，实现全网无功电压优化控制闭环运行。 1.2.4能够有效的降低运行成本 电力系统调度自动化控制技术在保证电力系统能够安全运行的基础上，还能够保证整个系统在运行时的经济实用，保证电力有效性，防止浪费，从而节省了成本。 2电力系统调度自动化控制技术的应用 随着电力系统科技迅猛的发展，电力系统调度自动化控制技术也发生着日新月异的变化，目前我国的电力系统已经进入了一个全新的发展阶段，为适应“大运行”体系建设需求，电力公司非常注重自动化控制技术的研发及使用，并依托此技术实现省、地、县一体化运行，下面就让我们对以下几种不同阶段的自动化技术的使用有一个深入的了解。 2.1电力调度自动化控制系统的应用 此种电力自动化控制技术的具体应用就是在电力系统运行时对其进行数据采集，然后再通过各分布点的服务器对数据进行处理，并且根据这些数据分配所要负责的工作，在该技术下，电力系统会非常流畅的运行，在运行过程中很少出现事故，而且它的通用性比较广泛适应能力比较强，会使电力系统的运行更加稳定，更安全，因此在电力系统应用中十分受欢迎。 2.2能量管理系统的应用 该种系统的应用好处就是它具有很强的实时性以及开放性，这种系统的运行主要用系统中的卫星参与进行实时检测，从而保证运行的时效性。除此之外，人还可以与系统进行互动，以便实现对系统的控制，另外，此系统的其他几个功能也能够帮助电力系统更好的工作更好的运行，目前此种能量管理系统多应用于广州北京等几个城市。 这种管理系统是南京一家企业研制出来的，这种应用的具体操作以及它的特点结合了以上两种系统的优点，它既能够对数据进行收集并且整理，又可以对电力系统的工作人员进行培训，调控整个运行过程。这些是其他系统不能够做到的，除了这些特点，它的技术以及性能也比较突出，所以在使用时受到了广大电力企业的喜爱。 2.3智能电网调度控制系统的应用 智能电网调度控制系统，配置实时监控与分析、调度计划、调度管理及省地一体化、地县一体化系统应用功能，横向上，通过统一的基础平台实现三类应用的一体化运行；纵向上，通过基础平台实现省、地、县调系统一体化运行和电网模型、参数、画面的源端维护、全网共享。这是目前为适应“大运行”体系建设并全国推广使用的新型调度自动化控制技术。综合上面的内容，以上几种技术是我国电力调度自动化控制系统采用的比较广泛的，使用效果比较好的。除了这些国内的技术，一些国外的技术也具有极好的使用效果。所以在现在信息

电力系统电压调整及控制

13.1基本概念及理论 电压控制：通过控制电力系统中的各种因素，使电力系统电压满足用户、设备和系统运行的要求。 13.1.1电压合格率指标 我国电力系统电压合格指标： 35kV及以上电压供电的负荷：+5% ~ -5% 10kV及以下电压供电的负荷：+7% ~ -7% 低压照明负荷： +5% ~ -10% 农村电网（正常） +7.5% ~ -10% （事故） +10% ~ -15% 按照中调调规： 发电厂和变电站的500kV母线在正常运行方式情况下，电压允许偏差为系统额定电压的0% ~ +10%； 发电厂的220kV母线和500kV变电站的中压侧母线在正常运行方式情况下，电压允许偏差为系统额定电压的0% ~ +10%；异常运行方式时为系统额定电压的-5% ~ +10%。 220kV变电站的220kV母线、发电厂和220kV变电站的110kV ~ 35kV母线在正常运行方式情况下，电压允许偏差为系统额定电压的-3% ~ +7%；异常运行方式时为系统额定电压的±10%。 带地区供电负荷的变电站和发电厂（直属）的10（6）kV母线正常运行方式下的电压允许偏差为系统额定电压的0% ~ +7%。 13.1.2负荷的电压静特性

负荷的电压静态特性是指在频率恒定时，电压与负荷的关系，即U=f(P,Q)的关系。 13.1.2.1 有功负荷的电压静特性 有功负荷的电压静特性决定于负荷性质及各类负荷所占的比重。电力系统有功负荷的电压静态特性可用下式表示 13.1. 2.2无功负荷的电压静特性 异步电动机负荷在电力系统无功负荷中占很大的比重，故电力系统的无功负荷与电压的静态特性主要由异步电动机决定。异步电动机的无功消耗为 ― 异步电动机激磁功率，与异步电动机的电压平方成正比。 ―异步电动机漏抗的无功损耗，与负荷电流平方成正比。 在电压变化引起无功负荷变化的情况下，无功负荷变化与电压变化之比称为 无功负荷的电压调节效应系数（）。它等于，其变化范围比的变化范围大，且与有无无功补偿设备有关。 阐述电力系统电压和无功平衡之间的相互关系。 13.1.3.1电压与无功功率平衡关系 电压与无功功率平衡关系：有网络结构与参数确定的情况下，电压损耗与输送的有功功率以及无功功率均有关。由于送电目的地，输送的有功功率不能改变，线路电压损耗取决于输送的无功功率的大小。如果输送无功功率过多，则线路电压损耗可能超过最大允许值，从而引起用户端电压偏低。

变电站无功电压控制

随着无人值班变电站的不断增加，变电站综合自动化系统也在不断完善，功能亦不断强大。在监控后台机上利用变电站综合自动化的监控系统，应用软件实现变电站的电压无功功率控制(VQC), 已经成为监控后台的强大功能之一。在监控后台利用软件进行VQC, 比起传统利用专门硬件进行电压无功控制，具有节省投资，编程灵活，升级方便等优点。下面简单介绍一下在监控后台进行VQC的原理及VQC的逻辑原理。 1. VQC在监控后台的实现。 在监控后台实现VQC, 如图1所示： 图1 监控后台实现VQC原理图 综合自动化测控系统将在变电站所采集到的一次设备的数据通过各种网络（如can网，以太网等）发到SCADA后台机上，然后后台监控机上的VQC软件从SCADA取得电压电流功率因数等数据，经过计算和逻辑分析，对测控系统作出调节指令，综自测控系统将接到的指令执行，控制相应的一次设备，如有载调压变压器分接头和电容器，将变电站的电压及无功功率控制在一个合格的范围内，从而达到电压无功控制的目的。 2. VQC逻辑原理。 变电站中一般有几台变压器，VQC根据主变的运行方式的不同选择不同调节方式。对于两绕组的变压器，取高压侧的无功功率作为无功调节的依据，取低压侧电压作为电压调节的依据。电压的调节主要靠调节主变的档位来实现，无功功率的调节主要靠无功设备的投切来实现。 2.1 9区图的定义 以U为纵坐标，无功功率Q为横坐标，组成U-Q坐标系，如图2所示，

图2 VQC 9区图 在第一象限中，将区域分为9个，分别从1~9编上号。只有系统运行点, 即系统实时的电压和无功功率值，落在Umin

带隙基准电压源设计解析

0 引言 基准电压是集成电路设计中的一个重要部分，特别是在高精度电压比较器、数据采集系统以及A／D和 D／A转换器等中，基准电压随温度和电源电压波动而产生的变化将直接影响到整个系统的性能。因此，在高精度的应用场合，拥有一个具有低温度系数、高电源电压抑制的基准电压是整个系统设计的前提。传统带隙基准由于仅对晶体管基一射极电压进行一阶的温度补偿，忽略了曲率系数的影响，产生的基准电压和温度仍然有较大的相干性，所以输出电压温度特性一般在20 ppm／℃以上，无法满足高精度的需要。 基于以上的要求，在此设计一种适合高精度应用场合的基准电压源。在传统带隙基准的基础上利用工作在亚阈值区MOS管电流的指数特性，提出一种新型二阶曲率补偿方法。同时，为了尽可能减少电源电压波动对基准电压的影响，在设计中除了对带隙电路的镜相电流源采用cascode结构外还增加了高增益反馈回路。在此，对电路原理进行了详细的阐述，并针对版图设计中应该的注意问题进行了说明，最后给出了后仿真结果。 l 电路设计 1．1 传统带隙基准分析 通常带隙基准电压是通过PTAT电压和CTAT电压相加来获得的。由于双极型晶体管的基一射极电压Vbe呈负温度系数，而偏置在相同电流下不同面积的双极型晶体管的基一射极电压之差呈正温度系数，在两者温度系数相同的情况下将二者相加就得到一个与温度无关的基准电压。 传统带隙电路结构如图1所示，其中Q2的发射极面积为Q1和Q3的m倍，流过Q1～Q3的电流相等，运算放大器工作在反馈状态，以A，B两点为输入，驱动Q1和Q2的电流源，使A，B两点稳定在近似相等的电压上。

假设流过Q1的电流为J，有： 由于式(5)中的第一项具有负温度系数，第二项具有正温度系数，通过调整m值使两项具有大小相同而方向相反的温度系数，从而得到一个与温度无关的电压。理想情况下，输出电压与电源无关。 然而，标准工艺下晶体管基一射极电压Vbe随温度的变化并非是纯线性的，而且由于器件的非理想性，输出电压也会受到电源电压波动的影响。其中，曲线随温度的变化主要取决于Vbe自身特性、集电极电流和电路中运放的失调电压，Vbe

浅谈电力系统自动化

浅谈电力系统自动化 “安全、可靠、经济、优质”的电能供应是现代社会对电力事业的要求,自动化的电力系统成为现代社会的发展趋势,而且电力系统自动化技术也不断地从低级到高级,从局部到整体。本文试对电力系统自动化发展趋势及新技术的应用作简要阐述。 标签：电力系统自动化探讨 1 电力系统自动化总的发展趋势 1.1 当今电力系统的自动控制技术正趋向于: ①在控制策略上日益向最优化、适应化、智能化、协调化、区域化发展。②在设计分析上日益要求面对多机系统模型来处理问题。③在理论工具上越来越多地借助于现代控制理论。④在控制手段上日益增多了微机、电力电子器件和远程通信的应用。⑤在研究人员的构成上益需要多“兵种”的联合作战。 1.2 整个电力系统自动化的发展则趋向于: ①由开环监测向闭环控制发展,例如从系统功率总加到AGC(自动发电控制)。②由高电压等级向低电压扩展,例如从EMS(能量管理系统)到DMS(配电管理系统)。③由单个元件向部分区域及全系统发展,例如SCADA(监测控制与数据采集)的发展和区域稳定控制的发展。④由单一功能向多功能、一体化发展,例如变电站综合自动化的发展。⑤装置性能向数字化、快速化、灵活化发展,例如继电保护技术的演变。⑥追求的目标向最优化、协调化、智能化发展,例如励磁控制、潮流控制。⑦由以提高运行的安全、经济、效率为完成向管理、服务的自动化扩展,例如MIS(管理信息系统)在电力系统中的应用。 近20年来,随着计算机技术、通信技术、控制技术的发展,现代电力系统已成为一个计算机(Computer)、控制(Control)、通信(Communication)和电力装备及电力电子(Power System Equiqments and Power Electronics)的统一体,简称为“CCCP”。其内涵不断深入,外延不断扩展。电力系统自动化处理的信息量越来越大,考虑的因素越来越多,直接可观可测的范围越来越广,能够闭环控制的对象越来越丰富。 2 具有变革性重要影响的三项新技术 2.1 电力系统的智能控制电力系统的控制研究与应用在过去的40多年中大体上可分为三个阶段:基于传递函数的单输入、单输出控制阶段;线性最优控制、非线性控制及多机系统协调控制阶段;智能控制阶段。电力系统控制面临的主要技术困难有:

电力系统无功功率平衡与电压调整

电力系统无功功率平衡与电压调整 由于电力系统中节点很多，网络结构复杂，负荷分布不均匀，各节点的负荷变动时，会引起各节点电压的波动。要使各节点电压维持在额定值是不可能的。所以，电力系统调压的任务，就是在满足各负荷正常需求的条件下，使各节点的电压偏移在允许范围之内。 由综合负荷的无功功率一电压静态特性分析可知，负荷的无功功率是随电压的降低而减少的，要想保持负荷端电压水平，就得向负荷供应所需要的无功功率。所以，电力系统的无功功率必须保持平衡，即无功功率电源发出的无功功率要与无功功率负荷和无功功率损耗平衡。这是维持电力系统电压水平的必要条件。 一、无功功率负荷和无功功率损耗 1．无功功率负荷 无功功率负荷是以滞后功率因数运行的用电设备(主要是异步电动机)所吸收的无功功率。一般综合负荷的功率因数为0.6～O.9，其中，较大的数值对应于采用大容量同步电动机的场合。 2．电力系统中的无功损耗 (1)变压器的无功损耗。变压器的无功损耗包括两部分。一部分为励磁损耗，这种无功损耗占额定容量的百分数，基本上等于空载电流百分数0I ％，约为1％～2％。因此励磁损耗为 0/100Ty TN Q I S =V (Mvar) (5-1-1) 另一部分为绕组中的无功损耗。在变压器满载时，基本上等于短路电压k U 的百分值，约为10％这损耗可用式(6-2)求得 2(%)()100k TN TL Tz TN U S S Q S =V (Mvar) (5-1-2) 式中，TN S 为变压器的额定容量(MVA)；TL S 为变压器的负荷功率(MVA)。 由发电厂到用户，中间要经过多级变压，虽然每台变压器的无功损耗只占每台变压器容量的百分之十几，但多级变压器无功损耗的总和可达用户无功负荷的75%～100％左右。 (2)电力线路的无功损耗。电力线路上的无功功率损耗也分为两部分，即并联电纳和串联电抗中的无功功率损耗。并联电纳中的无功损耗又称充电功率，与电力线路电压的平方成正比，呈容性。串联电抗中的无功损耗与负荷电流的平方成正比，呈感性。因此电力线路作为电力系统的一个元件，究竟是消耗容性还是感性无功功率，根据长线路运行分析理论，可作一个大致估计。对线路不长，长度不超过100km ，电压等级为220kV 电力线路，线路将消耗感性无功功率。对线路较长，其长度为300km 左右时，对220kV 电力线路，线路基本上既不消耗感性无功功率也不消耗容性无功功率，呈电阻性。大于300km 时，线路为电容性的。 二、系统综合负荷的电压静态特性 电力系统中某额定功率的用电设备实际吸收的有功功率和无功功率的大小是随电力网的电压变化而变的，尤其是无功功率受电压的影响很大。电力系统综

带隙基准设计实例

带隙基准设计实例-CAL-FENGHAI-(2020YEAR-YICAI)_JINGBIAN

带隙基准电路的设计 基准电压源是集成电路中一个重要的单元模块。目前,基准电压源被广泛应用在高精度比较器、A/ D 和D/ A 转换器、动态随机存取存储器等集成电路中。它产生的基准电压精度、温度稳定性和抗噪声干扰能力直接影响到芯片,甚至整个控制系统的性能。因此,设计一个高性能的基准电压源具有十分重要的意义。自1971 年Robert Widla 提出带隙基准电压源技术以后,由于带隙基准电压源电路具有相对其他类型基准电压源的低温度系数、低电源电压,以及可以与标准CMOS 工艺兼容的特点,所以在模拟集成电路中很快得到广泛研究和应用。 带隙基准是一种几乎不依赖于温度和电源的基准技术,本设计主要在传统电路的基础上设计一种零温度系数基准电路。 一 设计指标： 1、 温度系数：ref F V TC V T ?=? 2、 电压系数：ref F dd V VC V V ?=? 二 带隙基准电路结构：

三 性能指标分析 如果将两个具有相反温度系数（TCs ）的量以适合的权重相加，那么结果就会显示出零温度系数。在零温度系数下，会产生一个对温度变化保持恒定的量V REF 。 V REF = a 1V BE + a 2V T ㏑(n) 其中, V REF 为基准电压, V BE 为双极型三极管的基极-发射极正偏电压, V T 为热电压。对于a 1和a 2的选择，因为室温下/ 1.5m /BE T V V K ??≈-,然而/0.087m /T V T V K ??≈+,所以我们可以选择令a 1=1,选择a 2lnn 使得2(ln )(0.087/) 1.5/n mV K mV K α=,也就是2ln 17.2n α≈，表明零温度系数的基准为： 17.2 1.25REF BE T V V V V ≈+≈ 对于带隙基准电路的分析，主要是在Cadence 环境下进行瞬态分析、dc 扫描分析。 1、瞬态分析 电源电压Vdd=5v 时，Vref ≈，下图为瞬态分析图。 2.电压系数的计算： 下图为基准电压Vref 随电源电压Vdd 变化dc 分析扫描。 扫描电压范围为：3到6v ，基准电压Vref 为，保持基本不变。

浅谈电力系统自动化中的远动控制技术研究

浅谈电力系统自动化中的远动控制技术研究 发表时间：2018-06-15T10:02:08.890Z 来源：《电力设备》2018年第5期作者：韩振峰俞隆[导读] 摘要：远动控制技术是自动化系统实际运行过程中的关键点。自动化系统运行中，远动控制技术负责准确判断以及定位故障点，为快速有效地解决问题提供依据。 (国网山东省电力公司检修公司山东济南 250000) 摘要：远动控制技术是自动化系统实际运行过程中的关键点。自动化系统运行中，远动控制技术负责准确判断以及定位故障点，为快速有效地解决问题提供依据。因而，为了保证电力系统自动化运行平稳安全，必须关注远动控制技术的应用。本文将对远动控制技术的概念及实现原理进行简单了解，并重点对其在电力系统自动化中的应用进行深入探讨。 关键词：电力系统；自动化；远动控制技术 随着电网规模的不断扩大，对于电力系统的运行要求越来越高，在这种情况下，远动控制技术得到了广泛的应用，同时也为全面实现智能化、自动化打下了坚实的基础。社会中各个行业的发展都离不开用电，电力系统已经成为了社会生产生活中不可或缺的一部分。电力系统具有复杂多变的特点，电力系统的自动化运行，主要依赖于计算机和通信技术以及远动控制技术等综合应用。电力系统自动化功能的实现是提高电网供电安全性的基础，为此，必然需要关注各个技术中的自动检测和调节、自动安全保护和传输以及控制等功能。其中，远动控制技术的应用值得探究。通过对远动控制技术的深入分析，能够有助于我们将其更好的应用于电力系统各个运行环节。 1远动控制技术 1.1远动控制 远动控制作为自动控制领域的重要环节，是以通讯技术为基础，对远程的设备进行监视和控制，能够实现实时测量、远程信号、远程控制和远程调节等多项功能。在电力系统中，远动控制技术的应用是为了使调度实现对辖区内发电厂及变电站的集中控制管理。远动控制系统主要是由远动装置和应用程序组成，能够实现下列三项功能: (1)采集所有的相关设备数据及报文，并向这些设备传达控制指令。 (2)预处理传输的报文。 (3)通信功能。具体包括通道运行状况的自检、通道的自动切换、选择不同的通信规约等。 1.2远动控制的实现原理 远动控制技术主要是为了实现“四遥”，即遥测、遥信、遥控及遥调。远程控制技术作为连接变电站、发电厂与调度之间的桥梁，是相关信息传输的重要通道，控制系统主要包括集中监视和集中控制两个模块，其中集中监视即遥测和遥信功能，这一模块的实现的功能是数据采集站、厂将所需的运行参数和状态按照一定的规约上传到调度中心，为控制系统提供决策依据，当系统出现故障时，可以及时发现并解决，最大限度的保障系统的正常运行;集中控制模块是实现遥控和遥调功能，具体是指调度中心将相关操作命令(改变运行状态、修改设备运行参数)发到管辖站。远动控制技术的广泛应用，在保障电力系统运行效率及质量的前提下，能够有效地降低人力、物力成本。 2远控技术在电力系统自动化中的应用 在电力系统自动化的应用过程中，远程控制的实现需要多方面技术作为基础，概括起来主要包括数据采集技术、信道编码技术和通讯传输技术。下面我们对这三方面技术的应用进行简单探讨。 2.1数据采集技术的应用 数据采集是将外部信号采入计算机，并加以处理，最后输出。下图1为数据采集的流程图: 数据采集技术是信息科学的一个重要分支，主要是负责研究信息数据的采集、存储、处理及控制等。在电力系统监控系统中，监控分站的主要任务之一就是采集它所连接传感器送来的模拟量和开关量信息，转换为数字信号后再收集到计算机扑以显示、处理、传输和记录，这一过程即为数据采集。数据采集的成套设备被称为数据采集系统，可以对运行现场的相关模拟量(如压、电流、温度、压力、流量、位移等)进行采集、量化为数字量，以便于终端计算机的存储、处理、显示或打印。这一系统是计算机与运行现场联系的重要桥梁，是获取远动控制相关数据的重要途径。 在电力系统运行过程中，数据采集技术的关键是变送器及A /D转换技术。在系统运行过程中，鉴于设计及调试需求，其处理的信号主要是低于5V的电平信号，但是在电力系统中，相关的运行设备其工作电压都比较高，为了保证数据采集的准确可靠性，就需要利用变送器对照这些设备的相关运行参数进行转换，即将各种不同等级的电压、电流转换为合理的TTl电平信号。由于变送器采集的信号为模拟信号，为此还需要利用A /D转换技术将其转换为数字信号，以便于进一步对对遥信信息进行编码，对遥测信息进行采集。 2.2信道编码技术的应用 信道编码作为电力自动化系统的重要组成部分，其目的是对数码流进行一定的处理，使的整个系统具有一定的纠错能力和抗干扰能力，最大限度的避免码流传送中误码的发生。 通信信道是信息传输的重要载体，远控系统能够利用通信信道将运行现场采集到的信息上传至调度中心，由后台系统对其进行分析和解读。在信息传输过程中，为了保证信道的抗干扰能力，首先要做好信号的编码和译码，这一技术可以简单的理解为对数据信息进行编写、翻译和传输，目的是为了保证系统采集到的数据在传输过程中不会受到外界因素的干扰。对于电力自动化系统，在信道编译码过程中，通常情况下，利用线性分组码，能够增强抗干扰性。同时，还应该结合循环检错法、检错重发法、前后纠错法、反馈重发法对相关的信息进行检验，进而保证传输的顺利，避免出现差错。

低电压带隙基准电压源设计

低电压带隙基准电压源设计 基准电压是数模混合电路设计中一个不可缺少的参数，而带隙基准电压源又是产生这个电压的最广泛的解决方案。在大量手持设备应用的今天，低功耗的设计已成为现今电路设计的一大趋势。随着CMOS 工艺尺寸的下降，数字电路的功耗和面积会显著下降，但电源电压的下降对模拟电路的设计提出新的挑战。传统的带隙基准电压源结构不再适应电源电压的要求，所以，新的低电压设计方案应运而生。本文采用一种低电压带隙基准结构。在TSMC0．13μmCMOS工艺条件下完成，包括核心电路、运算放大器、偏置及启动电路的设计，并用Cadence Spectre对电路进行了仿真验证。 1 传统带隙基准电压源的工作原理 传统带隙基准电压源的工作原理是利用两个温度系数相抵消来产生一个零温度系数的直流电压。图1所示是传统的带隙基准电压源的核心部分的结构。其中双极型晶体管Q2的面积是Q1的n倍。 假设运算放大器的增益足够高，在忽略电路失调的情况下，其输入端的电平近似相等，则有： VBE1=VBE2+IR1 (1)

其中，VBE具有负温度系数，VT具有正温度系数，这样，通过调节n和R2/R1，就可以使Vref得到一个零温度系数的值。一般在室温下，有： 但在0．13μm的CMOS工艺下，低电压MOS管的供电电压在1．2 V左右，因此，传统的带隙基准电压源结构已不再适用。 2 低电源带隙基准电压源的工作原理 低电源电压下的带隙基准电压源的核心思想与传统结构的带隙基准相同，也是借助工艺参数随温度变化的特性来产生正负两种温度系数的电压，从而达到零温度系数的目的。图2所示是低电压下带隙基准电压源的核心部分电路，包括基准电压产生部分和启动电路部分。

电压自动控制系统

自动电压控制系统 姓名：张晓玲学号：１０２０１１１１３９班级：电力１１０３班 摘要：介绍了变电站电压和无功控制的方法和调控原则，以及电压无功自动控制装置(VQC)的原理以及应用。 引言： 随着对供电质量和可靠性要求的提高，电压成为衡量电能质量的一个重要指标，电压质量对电网稳定及电力设备安全运行具有重大影响。无功是影响电压质量的一个重要因素，保证电压质量的重要条件是保持无功功率的平衡，即要求系统中无功电源所供应的无功功率等于系统中无功负荷与无功损耗之和，也就是使电力系统在任一时间和任一负荷时的无功总出力(含无功补偿)与无功总负荷(含无功总损耗)保持平衡，以满足电压质量要求。 1概述 变电站调节电压和无功的主要手段是调节主变的分接头和投切电容器组。通过合理调节变压器分接头和投切电容器组，能够在很大程度上改善变电站的电压质量，实现无功潮流合理平衡。调节分接头和投切电容器对电压和无功的影响为：上调分接头电压上升、无功上升，下调分接头电压下降、无功下降(对升档升压方式而言，对升档降压方式则相反);投入电容器无功下降、电压上升，切除电容器无功上升、电压下降。 2 VQC的基本原理 简单系统接线图如图2.1所示，Us为系统电压；U1、U2为变电站主变高低压侧电压，U L为负荷电压，P L，Q L分别为负荷有功和无功功率，K T为变压器变比，Qc为补偿无功功率，Rs，Xs，R L，X L分别为线路阻抗参数，R T，X T为变压器阻抗参数。

图2.1 变电站等值电路图 (1) 调节有载调压器的变比 由于12T U U K =为可控变量，当负荷增大，降低K T 以提高U 2，从而以提高U 2 来补偿线路上的电压损耗，反正亦然。 (2) 改变电容组的数目 当投入电容量Q c 后，有： 2222()()()S T C S T S P R R Q Q X X U U U ++-+=- (2.1) 比较以上两式可见Qc 的改变会影响系统中各点电压值和无功的重新分配，当负荷增大，通过降低从系统到进站线路上的电压降△U S 以亦可增大U T2，以抵消△U L 的增大。 投入Qc 后网损为： 222222222222() ()()()C C S T S T P Q Q P Q Q S R R j X X U U +-+-?=+++ (2.2) 可见网损随222()C Q Q Q =-，即主变低压侧无功功率的平方而变化，在输送 功率一定的情况下，Q 2越小，网损越小。理论上，当Q 2=0时功率损耗最小，因此，对于简单的辐射形网络，提高功率因数是降低网损的有效措施。 3 VQC 的控制目标 (1) 保证电压合格 主变低压母线电压以必须满足：U L ≤U 2≤U H (U H 、U L 既是规定的母线电压上

AVC系统电压无功控制策略

第四部分 AVC电压控制

概述： 电压控制策略目的是即时调节区域电网中低压侧电压以及控制区域整体电压水平，使得电压稳定在一定的区间内。针对AVC系统各个功能来说，电压控制是优先级最高，保证电压稳定在合格范围内也是AVC系统最重要的目标。AVC系统的电压控制分为两部分即区域电压控制和单个变电站的电压校正。通过两部分调节即可以保证所有母线电压稳定在合格范围内，又有效的减少了设备控制震荡。 区域电压控制： 区域即电气分区，所谓区域控制就是整体调节每一个电气分区（以下称作区域）的电压水平，使之处在一个合理范围内。首先以AVC建模结果为基础，分别扫描每个区域中压侧母线电压水平，通过取当前母线电压和设定的母线电压上下限作比较，分别统计每个区域中压侧母线的电压合格率(s%)。然后用此合格率和设定的合格率限值(-d%)比较，如果s>=d,说明对应区域整体电压水平相对合理，不需要调整。如果s

无功功率平衡和的电压调整

电力系统的无功功率平衡和电压调整 1.输电线路传输无功功率的电压效应。负荷的无功功率――电压静特性。 2.电力系统的无功功率平衡 3. 电力系统的无功损耗。 4.电力系统的无功功率源。 5.电力系统调压方式有哪几种。 6.电力系统中无功功率分布对电压的影响。

1.输电线路传输无功功率的电压效应。负荷的无功功率――电压静特性。 如图7－1所示的简单输电线路。图中R ＋jX 为线路集中阻抗，输电线的电容不考虑。当线路末端的功率为r r jQ P +,这一功率将在线路上引起电压降。在高压电网中系统节点电压幅值的变化仅与无功功率的变化有关，且一节点的无功功率变化对其本身的电压变化影响最大。 当传输的负荷功率r r jQ P +通过阻抗时要产生电压降，电压降纵分量U ?和 横分量U δ和电压相量s U ,均示于图7－1（b ），我们已知 图7－1 简单输电线路 (a)等值电路；(b)相量图 =+r r r r r r U R Q X P U U X Q R P U －＝δ? 并可以近似地认为线路首端到末端的电压损耗为υ?。 从图7－1(b)，当已知r U ，r P ，r Q ，始端电压s U 可由下式求得（r U 作为参考相量）。

r R r Q X r P j r X r Q R r P r j S r R r Q X r P j r X r Q R r P r j r S U U U )s i n (c o s U U U U U +++=+?+++=++υδδυυδυ? ＝ 电压为110千伏以上的输电线路R<

带隙基准源电路与版图设计

带隙基准源电路与版图设计

论文题目：带隙基准源电路与版图设计 摘要 基准电压源具有相对较高的精度和稳定度，它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个系统的精度和性能。模拟电路使用基准源，或者是为了得到与电源无关的偏置，或者为了得到与温度无关的偏置，其性能好坏直接影响电路的性能稳定，可见基准源是子电路不可或缺的一部分，因此性能优良的基准源是一切电子系统设计最基本和最关键的要求之一，而集成电路版图是为了实现集成电路设计的输出。本文的主要目的是用BiCMOS工艺设计出基准源电路的版图并对其进行验证。 本文首先介绍了基准电压源的背景发展趋势及研究意义，然后简单介绍了基准电压源电路的结构及工作原理。接着主要介绍了版图的设计，验证工具及对设计的版图进行验证。 本设计采用40V的0.5u BiCMOS工艺库设计并绘制版图。仿真结果表明，设计的基准电压源温度变化为-40℃~~85℃，输出电压为2.5V及1.25V。最后对用Diva 验证工具对版图进行了DRC和LVS验证，并通过验证，表明本次设计的版图符合要求。 关键字：BiCMOS，基准电压源，温度系数，版图

Subject: Research and Layout Design Of Bandgap Reference Specialty: Microelectronics Name: Zhong Ting (Signature)＿＿＿＿Instructor: Liu Shulin (Signature)＿＿＿＿ ABSTRACT The reference voltage source with relatively high precision and stability, temperature stability and noise immunity affect the accuracy and performance of the entire system. Analog circuit using the reference source, or in order to get the bias has nothing to do with power, or in order to be independent of temperature, bias, and its performance directly affects the performance and stability of the circuit shows that the reference source is an integral part of the sub-circuit, excellent reference source is the design of all electronic systems the most basic and critical requirements of one of the IC layout in order to achieve the output of integrated circuit design. The main purpose of this paper is the territory of the reference circuit and BiCMOS process to be verified. This paper first introduces the background of the trends and significance of the reference voltage source, and then briefly introduced the structure and working principle of the voltage reference circuit. Then introduces the layout design and verification tools to verify the design of the territory. This design uses a 40V 0.5u BiCMOS process database design and draw the layout.The simulation results show that the design of voltage reference temperature of -40 °C ~ ~ 85 °C, the output voltage of 2.5V and 1.25V. Finally, the Diva verification tool on the territory of the DRC and LVS verification, and validated, show that the territory of the design meet the requirements. I