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Design optimization and DPD linearization of GaN-based unsymmetrical Doherty

Design optimization and DPD linearization of GaN-based unsymmetrical Doherty
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Design Optimization and DPD Linearization of GaN-Based Unsymmetrical Doherty Power Ampli?ers for3G Multicarrier Applications Sung-Chan Jung,Oualid Hammi,Member,IEEE,and Fadhel M.Ghannouchi,Fellow,IEEE

Abstract—In this paper,a design optimization approach for gal-lium–nitride(GaN)-based Doherty power ampli?ers(PAs)is pro-posed to enhance linearizability and maximize the power-added ef?ciency(PAE)for multicarrier wideband code division multiple access(WCDMA)applications.This is based on the use of an input offset line at the peaking ampli?er path to compensate,at a given backoff level,for the bias and power-dependant phase variation through the carrier and peaking paths.At a6-dB output power backoff(OPBO),measurement results of the unsymmetrical un-linearized Doherty ampli?er using a four-carrier WCDMA signal achieved results of close to50%for the PAE and about30dBc for the adjacent channel leakage ratio.Linearization of the de-signed Doherty PA using a baseband digital predistortion tech-nique led to quasi-perfect cancellation of spectrum regrowth.At an OPBO equal to the input signal’s peak-to-average power ratio, 63-and53-dBc adjacent channel power ratios were obtained when the Doherty ampli?er was driven by single-and four-carrier WCDMA signals,respectively.To the best of the authors’knowl-edge,this represents the best reported results for PAE and linearity for GaN-based Doherty PAs linearized over20MHz of instanta-neous bandwidth.

Index Terms—Digital predistorter,Doherty ampli?er,gallium–nitride(GaN),linearization,power ampli?er(PA),power ef?-ciency,wideband code division multiple access(WCDMA).

I.I NTRODUCTION

P OWER ampli?ers(PAs),which are used for modern wireless communication systems,require high system ef?ciency in both low-and high-power regions,due to the use of modulated signals with very high peak-to-average power ratios(PAPRs),such as wideband code division multiple access

Manuscript received April01,2009,revised June05,2009.First published August18,2009;current version published September04,2009.This work was supported by the Alberta Informatics Circle of Research Excellence(iCORE), the Natural Sciences and Engineering Research Council of Canada(NSERC), the Canadian Space Agency,Focus Microwaves,and Nanowave Technologies, and under the Canada Research Chairs(CRC)Program.The work of S.-C.Jung was supported by the Korean Government(MOEHRD)under Korea Research Foundation Grant KRF-2007-357-D00177.

S.-C.Jung was with the Intelligent RF Radio Laboratory(iRadio Labora-tory),Department of Electrical and Computer Engineering,Schulich School of Engineering,University of Calgary,Calgary,AB,Canada T2N1N4.He is now with the Semiconductor Material Research and Development Center Samsung Techwin,Seoul135-980,Korea(e-mail:sungchan.jung@https://www.sodocs.net/doc/2a13042404.html,).

O.Hammi and F.M.Ghannouchi are with the Intelligent RF Radio Labora-tory(iRadio Laboratory),Department of Electrical and Computer Engineering, Schulich School of Engineering,University of Calgary,Calgary,AB,Canada T2N1N4(e-mail:ohammi@ucalgary.ca;fadhel.ghannouchi@ucalgary.ca). Color versions of one or more of the?gures in this paper are available online at https://www.sodocs.net/doc/2a13042404.html,.

Digital Object Identi?er10.1109/TMTT.2009.2027076(WCDMA)and orthogonal frequency division multiplexing (OFDM)signals.The ef?ciency of a conventional linear PA is drastically decreased since it must operate far from its satura-tion region.In addition,the linearity of the PA is important in maintaining good quality of the signal.However,the linearity and ef?ciency of conventional PAs normally show opposite tendencies with the drive level.Therefore,to simultaneously achieve high linearity and high ef?ciency,many techniques have been proposed[1]–[15].

The Doherty ampli?er is one of the most useful techniques to improve ef?ciency.It has several advantages compared with other ef?ciency enhancement techniques in terms of circuit complexity,cost effectiveness,and fabrication[1]–[11].Some of the ef?ciency enhancement techniques,such as envelope elimination and restoration(EER)[12],envelope tracking(ET) [13],dynamic bias switching(DBS)[14],and linear ampli?ca-tion with nonlinear components(LINC)[15]require additional control and/or preprocessing circuits.This contrasts with the Doherty ampli?er,which,in principle,does not need additional control circuitry to improve ef?ciency[1]–[11].However,in most current wireless applications,linearization techniques have to be used to compensate for the nonlinear distortions of the ampli?ers[16]–[19].In addition to linearization techniques, many useful techniques have been proposed to improve the lin-earity and ef?ciency of the Doherty ampli?er.These techniques can be brie?y summarized as:1)unequal input power splitter [3];2)drain bias control[6];3)harmonic termination circuit [7];4)input phase delay line[9];and5)optimized impedance matching network for each ampli?er[10].

The carrier ampli?er is usually operated as class AB in order to satisfy linearity speci?cations in the low-power region.The peaking ampli?er is usually biased in class-B or class-C to maximize the ef?ciency in the high-power region.However, the linearity of the Doherty ampli?er can be made to be higher than that of the balanced class-AB ampli?er if the third-order

transconductance,,of the peaking ampli?er cancels out its counterpart of the carrier ampli?er.This can be achieved by proper selection of the bias conditions of both ampli?ers[8] or,as proposed in this paper,by aligning the phase variation between the Doherty ampli?er’s branches at a given average operating power when multicarrier signals are used.

In this research,a class-AB balanced ampli?er was ini-tially designed as a reference design.A symmetrical Doherty ampli?er with an appropriate offset length to optimize the load–pulling and ef?ciency was then designed and built.A third ampli?er,the unsymmetrical design,was optimized for

0018-9480/$26.00?2009IEEE

Fig.1.Schematic diagram of a conventional Doherty ampli?er.

linearity depending on the statistics of the signal used and its PAPR.For experimental validation purposes,the balanced class-AB and Doherty ampli?er prototypes were designed

and fabricated on a Rogers RT5870substrate

(

,mm)using the CGH 40010gallium–nitride (GaN)

transistor from Cree Inc.,Durham,NC,with a peak envelope power (PEP)of 10W.

Section II presents the design of a symmetrical Doherty ampli?er and its measured performances.In Section III,the power and bias-dependent phase variation through the carrier and peaking paths is investigated,and a linearity improvement technique,based on the alignment of the electrical lengths between both legs of the Doherty PA,is proposed.This can be achieved by using an additional input phase offset line at the carrier or peaking ampli?er legs.In Section IV,the lineariza-tion with baseband digital predistortion (DPD)is performed.Conclusions are presented in Section V.

II.S YMMETRICAL D OHERTY A MPLIFIER D ESIGN

In this section,the design of a conventional Doherty ampli?er is described.This design was used as a reference to benchmark the performances of the architecture proposed in Section III.The conventional Doherty ampli?er,herein,designates a sym-metrical and balanced ampli?er using an equal splitting divider at the input with the same transistors and the same input and output matching networks,and an output Doherty power com-biner with an impedance inversion

factor

equal to 0.5,as shown in Fig.1.The impedance inversion factor is the design parameter that controls the load seen by the carrier ampli?er at

low-input power drive.This impedance will

be

where is the optimum load for the carrier ampli?er.

A phase offset line for the peaking ampli?er was inserted at its output in order to produce very high output impedance and prevent power leakage from the carrier ampli?er output to the peaking ampli?er,while the peaking ampli?er was turned off at low-power drive levels.An identical offset line was also used for the carrier ampli?er to equalize phase delay between the carrier and the peaking paths at high-power drive levels [8].

A nonlinear model supplied by the device manufacturer was used for all simulations carried out in this work.As is well es-tablished,the ?rst step in designing a Doherty ampli?er is to determine,through simulations or measurements in case a non-linear device model is not available,the output impedances of the carrier and peaking ampli?ers at low and high drive

levels.

Fig.2.Measured output impedance of the peaking ampli?er with different gate bias conditions between 2.11–2.17GHz.

Fig.2reports the simulated and measured output impedance variation of the considered GaN transistor for the ?xed drain bias voltage of 28V.The measured results show that the angle variation between class-AB and class-C bias conditions was equal to 131.Considerable angle variation between the class-AB and class-C bias conditions was also predicted by the model.However,the comparison between the measured and simulated results reveals the expected loss of accuracy of the model as the bias conditions were changed toward reduced conduction angles.For this purpose,the measurements results were used to design the output phase offset line and build the Doherty PA prototype.

From Fig.2,it can be seen that the measured magnitudes of the output re?ection coef?cient of the transistor changed from 0.931to 0.169for class C and class AB,respectively.

To insure that the carrier ampli?er sees very high peaking ampli?er output impedance at low drive levels,a proper offset line with an electrical length equal to 94.7,which transforms

the low resistive impedance

value

to about 1.4

k ,was inserted at the output of the peaking ampli?er.Once the appropriate length of the peaking ampli?er offset line was determined (12.4mm),a similar offset line section had to be added in the carrier ampli?er leg to maintain the circuit symmetry and equalize the phase delay between the two branches of the Doherty ampli?er.

The design of the Doherty PA was completed with input splitter and load networks.The carrier and peaking ampli?ers of the prototyped symmetrical Doherty ampli?er operated in class-AB ( 2.08V,200mA)and class-C ( 3.45V,0mA)bias conditions,respectively,with a drain voltage of 28V.Fig.3shows the measured gain and power-added ef?ciency (PAE)performance of the balanced class-AB and Doherty ampli?ers with a continuous wave (CW)signal at a center frequency of 2.14GHz.The 3-dB output compression

point

of the balanced class-AB ampli?er was around 44dBm,

and the Doherty ampli?er had a gain compression of 1.5dB at

the same output

power

.This is mainly attributed to the turning on of the peaking ampli?er at around 37dBm and to the gain expansion that it generates,as illustrated by the in?ection

JUNG et al.:DESIGN OPTIMIZATION AND DPD LINEARIZATION OF GaN-BASED UNSYMMETRICAL DOHERTY PAs

2107

Fig.3.Measured results of the PAE and gain with a CW signal of the symmet-rical Doherty ampli?er.

TABLE I

R ESEARCH S UMMARY OF D OHERTY A MPLIFIERS U SING

GaN

point in the AM/AM characteristic of the Doherty PA presented

in Fig.3.The measured output saturation

power

of the Doherty ampli?er was 44.5dBm.The PAE of the balanced class-AB and the Doherty ampli?er at 44.5dBm were equal to 59.3%and 63.5%,respectively.The PAE at a 6-dB output

power backoff (OPBO)level (38.5dBm)

from

was 31.3%and 46.0%for the balanced class-AB ampli?er and the Doherty ampli?er,respectively.The maximum ef?ciency enhancement was as high as 16.8%around the Doherty transition point at 36-dBm output power.These results show that the designed Doherty ampli?er achieves relatively high ef?ciency compared with the previously reported studies,as listed in Table I.In fact,to the best of the authors’knowledge,this ef?ciency performance is the best for a conventional Doherty PA (even power splitting,no dynamic bias,and no harmonic loading).Fig.4reports the measured lower and upper adjacent channel leakage ratios (ACLRs)and PAEs of the balanced class-AB and Doherty ampli?er at the 5-MHz offset using a four-carrier downlink WCDMA signal.The ACLR performance of the Doherty ampli?er was better than that of the balanced

class-AB

Fig.4.Measured results of the symmetrical Doherty ampli?er with four-carrier downlink WCDMA signal.(a)ACLR.(b)PAE.

in the high power region by virtue of turning on the class-C ampli?er,which ?attens the gain characteristic of the Doherty PA.The ACLR performance of the Doherty PA in the 6–10-dB backoff region was better than 30dBc.For the WCDMA signal,the PAE of the balanced class-AB and Doherty am-pli?ers at 10-dB OPBO level from

the

was 21.8%and 37.5%,respectively.This means that the PAE improvement due to Doherty load–pulling was as high as 15.7%without degradation of the linearity performance.

III.U NSYMMETRICAL D OHERTY A MPLIFIER

D ESIGN FOR L INEARZABILITY

This section investigates the issues related to the linearity performance of the designed GaN-based Doherty ampli?er and proposes a new way to improve the linearity by inserting an ad-ditional phase offset line in either the peak or carrier ampli?er’s path.This physical asymmetry is mainly motivated by the dif-ference in the phase variation through the two branches of the Doherty PA.This phase imbalance introduces a phase offset be-tween the output signal of the carrier ampli?er and that of the peaking ampli?er at the junction point of the Doherty network.

2108IEEE TRANSACTIONS ON MICROW A VE THEORY AND TECHNIQUES,VOL.57,NO.9,SEPTEMBER

2009

Fig.5.Simulated and measured phase variation through the carrier and peaking ampli?ers.(a)Simulated.(b)Measured.

The phase variation through the paths of the carrier and peaking ampli?ers was derived as a function of the input

power

level.The simulation and measurement results are reported in Fig.5.The phases of the carrier path with the class-AB bias condition were found to be almost constant over the entire power range.However,the phase variation through the peaking path with the class-C bias condition was very dif-ferent from the class-AB bias condition in the low-power region (input power around 16dBm).As the power drive increased,the phase variation through the peaking ampli?er path became closer to that of the carrier ampli?er.It is expected,as shown

in Fig.5,that,at full drive

level

dBm ,both curves will become quite similar,and the phase imbalance between the two paths will almost vanish since the Doherty ampli?er becomes quasi-equivalent to a balanced ampli?er at full drive power levels.

The comparison between the simulation and measurement re-sults also shows that the model accurately predicted the ampli-?er’s behavior in class-AB bias conditions,but not in

class-C

Fig.6.Schematic diagram of unsymmetrical Doherty ampli?er with phase offset line at the input of the peaking PA.

conditions.However,the behavior of both phases variations pre-dicted by the model corroborated the measurement results:a constant phase variation for the carrier path,and a variable phase variation for the peaking ampli?er that tends to converge to that of the carrier ampli?er as the drive level increases.

To equalize the phase difference between the carrier and peaking paths,an offset line can be added either at the input or the output of the ampli?er present in the phase-lagging path.However,the use of the offset line at the output of either the carrier or the peaking ampli?er will affect the Doherty load modulation mechanism.Accordingly,in order to avoid any perturbation of the Doherty load modulation network,the phase offset line should be inserted at the input of the ampli?er present in the phase-lagging path.In the designed prototype,the supplementary phase offset line was inserted at the input of the peaking ampli?er.The length of the phase offset line was chosen to equalize the phase difference at the power drive level where the signal was more probable.When the Doherty PA was operating at full power capabilities,the drive level for which the signal was more probable roughly corresponds to an output backoff level (relative to the saturation power)that was equal to the PAPR of the modulated signal.

The schematic diagram of the corresponding unsymmetrical

Doherty ampli?er is shown in Fig.

6.

and are the phases of the carrier path and peaking path,

respectively.

is the input phase of the peaking ampli?er.In this

prototype,

and were equal and corresponded to the phase offset line used in the previous design of the symmetrical Doherty ampli?er.

For experimental validation,three input phase offset lines with lengths of 5,7,and 9mm were inserted at the input of the peaking ampli?er.These corresponded to phase offsets ranging from 18to 32.4.The ACLR,gain,and PAE performances of the corresponding unsymmetrical Doherty ampli?ers with the considered input phase offset lines were evaluated and com-pared with the prototype of the symmetrical Doherty ampli?er.The simulations results,as reported in Fig.7,showed a linearity improvement in the high-power region following the addition of the input phase offset line.The use of the input offset line also slightly increased the gain and ef?ciency of the unsymmetrical Doherty PA.

Fig.8presents the measured performances of the unsymmet-rical Doherty ampli?er with the various input phase offset lines

JUNG et al.:DESIGN OPTIMIZATION AND DPD LINEARIZATION OF GaN-BASED UNSYMMETRICAL DOHERTY PAs

2109

Fig.7.Simulated results of the unsymmetrical Doherty ampli?er with an input phase offset lines for a two-tone signal.(a)IM3.(b)PAE and gain.

in the peaking ampli?er path.The ACLR performance was sig-ni?cantly improved by the input phase offset lines.The ACLR was improved for output power levels lower than36dBm,and the PAE increased by1.2%–2.3%at around36dBm,as shown in Fig.8.Beyond this power level,and due to the PAPR of the test signal(9.82dB),the Doherty PA started clipping,and the linearity improvement was gradually cancelled.

A closer look at the experimental results of Fig.8shows that the linearity improvement started at lower input power levels for the longer offset lines,as expected from the measured phase variation results presented in Fig.5(b).In fact,the linearity im-provement achieved by the9-and5-mm input offset lines illus-trates that the former outperformed at lower output power levels (30–33dBm),while the latter led to better results for higher output power levels.

The linearity improvement,gain increase,and slight ef?-ciency improvement achieved with the addition of the input phase offset line were expected by the simulations and cor-roborated by the measurements.The limited accuracy of the simulations can be attributed to the model robustness reasons mentioned in Section

II.Fig.8.Measured results of the unsymmetrical Doherty ampli?er with input phase offset lines for four-carrier downlink WCDMA signal.(a)ACLR.(b)PAE and gain.

To analyze the third-order intermodulation distortion(IM3) cancellation effect of the Doherty ampli?er with the structure presented in Fig.6,it was assumed that the magnitude and phase of the transconductance of each ampli?er can be described

by

(1)

where

and are the magnitude and phase of the carrier ampli?er’s transconductance,respectively,

and

and

are the magnitude and phase of the peaking ampli?er’s transcon-ductance,respectively.

At a given power level,all of the magnitudes and phases of the ampli?er’s transconductance depend only on the bias condi-tion.If an IM3signal is only generated by third-order transcon-

ductance,,IM3signals from the carrier and peaking ampli-?ers can be described according to(2)and(3),respectively,as

follows:

(2)

(3)

射频电路调试测试流程

射频电路调试测试流程(准备阶段) 射频电路的调试作为通信整机研发工作中的重要一环,工作量非常大,几乎所有电路都需要调试,为了提高效率,需要对调试环境、调试方法等进行规范。 环境准备如下 1、防静电 佩戴“静电手环”,并良好接地,若着化纤、羊毛、羽绒服装,外层需加穿防静电服,或防辐射服;小功率、低电压、高频率、小封装的器件均ESD敏感,最容易被ESD击穿的射频器件:RF开关,其次是LNA;所有仪器,开机使用前必须将机壳良好接地;2、电源 稳压电源接入负载前,先校准输出电压,电压等于负载的额定电压; 3、仪器保护 为安全起见:只要射频功率大于20dBm,射频信号源(30dBm)、频谱分析仪(27dBm)、信号源分析仪(23dBm)输入端必须级联同轴衰减器,一般情况下,5W 5dB衰减器为常态配置,若测试功放模块需根据实际输出功率大小配置合适的衰减器; 4、仪器设置 射频信号源:Keysight输出功率<13dBm,R&S输出功率<18dBm,若超出,输出功率可能小于显示值,需实测并进行补偿; 频谱分析仪:屏幕显示的有效动态范围,FSV约70dB,FSW约80dB;仪器的线性输入功率<-3dBm,超出会恶化待测IM3(ACLR)、谐波,应选择合适的内部/外部衰减值; 矢量网络分析仪:仪器的IF带宽决定噪声,测无源器件的带外抑制,应适当降低IF带宽;调测任何电路,必须保证输出功率

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选择配色方案;应用配色方案;(2)利用版式搭配多媒体资源:版式是PowerPoint2003 软件中的一种常规排版的格式,通过幻灯片版式的应用可以对文字、图片等等更加合理简洁完成布局,通常PowerPoint2003 中已经内置文字版式、内容版式等版式类型供使用者使用,利用版式可以轻松完成幻灯片制作和运用。 运用版式搭配多媒体资源需要以下几个步骤: 选择版式;应用版式;(3)、图形组合: 图形组合是 PowerPoint 软件中的一种图形处理功能,可以将多个独立的形状组合成一个图形对象,然后对组合后的图形对象进行移动、修改大小等操作,操作步骤如下: 选择图形;组合图形;4、播放和调用文稿: (1)、自定义播放: 由于一个演示文稿中可能有很多张幻灯片,有些时候我们不需要全部播放出来,这时就需要对演示文稿中的幻灯片设置自定义播放。 自定义播放演示文稿需以下几步: 选择要播放的演示文稿;设置自定义播放;(2)、打包演示文稿:演示文稿制作完成后,往往不是在一台计算机上播放,有时会出现演示文稿中所插入的视音频等资源不能顺利播放的情况。 如张老师把在家做好的演示文稿拿到教室播放,在排除连线、播放软件问题等因素后,演示文稿中插入的资源仍不能播放,请教计算机老师后,计算机老师建议可以通过以下两种方式解决:打包演示文稿;用 U 盘把 PowerPoint 中的所有资源拷到教室重

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法,没有那么多过目不忘的学生,怎么讲课才能使学生印象深刻呢?看来我要在这方面多下功夫了。 攻略三:逻辑清晰:顺序播放;逻辑主线简明;格式一致;思想要点图表化。 攻略四:形象表达:适当运用全图型PPT;图表图形化;精心设计封面和目录;用声音烘托气氛。一幅好图胜过一千句话,无关的美景干扰主题;过多的插图分散注意;过于复杂的画面增加认知负荷;插图与背景混杂 攻略五:动静结合:控制长度;加快速度;明确目的;聚焦内容 在本次学习中,有一句话令我印象深刻,一堂课是否精彩,关键是教师而不是工具!是啊,无论ppt做得多么华丽,内容是多么深刻。但是一堂课的精彩与否,还是得靠教师来把握,路漫漫其修远兮,吾将上下而求索!

(完整版)射频指标测试介绍

目录 1GSM部分 (1) 1.1常用频段介绍 (1) 1.2 发射(transmitter )指标 (2) 1.2.1发射功率 (2) 122 发射频谱(Output RF spectrum) (4) 1.2.2.1调制频谱 (4) 1.2.2.2开关频谱 (5) 1.2.3 杂散(spurious emission) (5) 1.2.4 频率误差(Frequency Error) (6) 1.2.5 相位误差( Phase Error) (6) 1.2.6功率时间模板(PVT) 7 1.2 接收(receiver) 指标 (8) 1.2.1接收误码率(BER (8) 2 WCDMA (9) 2.1常用频段介绍 (9) 2.2 发射(Transmitter )指标 (9) 2.3 接收(receiver) 指标 (15) 3 CDMA2000 (15) 3.1常用频段介绍 (15) 3.2 发射(transmitter )指标 (16) 3.3 接收(receiver) 指标 (19) 4 TD-SCDMA 部分 (20) 4.1常用频段介绍 (20) 4.2 发射(transmitter )指标 (20) 4.3 接收指标( Receiver) (26) 1GS M部分 1.1常用频段介绍

1.2 发射(transmitter)指标 1.2.1发射功率 定义:发射机载波功率是指在一个突发脉冲的有用信息比特时间上内,基站传送 到手机天线或收集及其天线发射的功率的平均值。 测量目的:测量发射机的载波输出功率是否符合GSM规范的指标。如果发射功 率在相应的级别达不到指标要求,会造成很难打出电话的毛病,即离基站近时容易打出而离基站远时打出困难,往往表现出发射时总是提示用户重拨号码。如果 发射功率在相应的级别超出指标的要求,则会造成邻道干扰。 测试方法: 手机发射部分由发射信号形成电路、功率放大电路、功率控制电路三个单元组成。 GSM频段分为124个信道,功率级别为5----33dBm,即卩LEVEL5--LEVEL19共15 个级别;DCS频段分为373个信道(512----885),功率级别为0----30dBm,即LEVEL0---LEVEL15共15个级别;每个信道有15个功率等级,测试时选上、中、下三个信道对每个功率等级进行测试,每个功率等级以2dBm增减。 功率控制:由于手机不断移动,手机和基站之间的距离不断变化,因此手机的发射功率不是固定不变的,基站根据距离远近的不同向手机发出功率级别信号,手机收到功率级别信号后会自动调整自身的功率,离基站远时发射功率大,离基站 近时发射功率小。具体过程如下:手机中的数据存储器存放有功率级别表,当手 机收到基站发出的功率级别要求时,在CPU的控制下,从功率表中调出相应的 功率级别数据,经数/模转换后变成标准的功率电平值,而手机的实际发射功率经取样后也转换成一个相应的电平值,两个电平比较产生出功率误差控制电压,去调节发射机激励放大电路、预放、功放电路的放大量,从而使手机的发射功率调整到要求的功率级别上。 测试指标: DCS1 800 Power con trol Nomi nal Output Toleranee (dB) for con diti ons

射频电路调试经验及问题分析

射频电路调试经验及问题分析 1前言 文档总结了我工作一年半以来的一些射频(Radio Frequency)调试(以下称为Debug)经验,记录的是我在实际项目开发中遇到并解决问题的过程。现在我想利用这份文档与大家分享这些经验,如果这份文档能够对大家的工作起到一定的帮助作用,那将是我最大的荣幸。 个人感觉,Debug过程用的都是最简单的基础知识,如果能够对RF的基础知识有极为深刻(注意,是极为深刻)的理解,我相信,所有的Bug解起来都会易如反掌。同样,我的这篇文档也将会以最通俗易懂的语言,讲述最通俗易懂的Debug技巧。 在本文中,我尽量避免写一些空洞的理论知识,但是第二章的内容除外。“微波频率下的无源器件”这部分的内容截取自我尚未完成的“长篇大论”——Wi-Fi产品的一般射频电路设计(第二版)。 我相信这份文档有且不只有一处错误,如果能够被大家发现,希望能够提出,这样我们就能够共同进步。 2微波频率下的无源器件 在这一章中,主要讲解微波频率下的无源器件。一个简单的问题:一个1K的电阻在直流情况下的阻值是1K,在频率为10MHz的回路中可能还是1K,但是在10GHz的情况下呢?它的阻值还会是1K吗?答案是否定的。在微波频率下,我们需要用另外一种眼光来看待无源器件。 2.1.微波频率下的导线 微波频率下的导线可以有很多种存在方式,可以是微带线,可以是带状线,可以是同轴电缆,可以是元件的引脚等等。 2.1.1.趋肤效应 在低频情况下,导线内部的电流是均匀的,但是在微波频率下,导线内部会产生很强的磁场,这种磁场迫使电子向导体的边缘聚集,从而使电流只在导线的表面流动,这种现象就称为趋肤效应。趋肤效应导致导线的电阻增大,结果会怎样?当信号沿导体传输时衰减会很严重。在实际的高频场合,如收音机的感应线圈,为了减少趋肤效应造成的信号衰减,通常会使用多股导线并排绕线,而不会使用单根的导线。我们通常用趋肤深度来描述趋肤效应。趋肤深度是频率与导线本身共同的作用,在这里我们不会作深入的讨论。 2.1.2.直线电感 我们知道,在有电流流过的导线周围会产生磁场,如果导线中的电流是交变电流,那么磁场强度也会随着电流的变化而变化,因此,在导线两端会产生一个阻止电流变化的电压,这种现象称之为自感。也就是说,微波频率下的导线会呈现出电感的特性,这种电感称为直线电感。也许你会直线电感很微小,可以忽略,但是我们将会在后面的内容中看到,随着频率的增高,直线电感就越来越重要。 电感的概念是非常重要的,因为微波频率下,任何导线(或者导体)都会呈现出一定的电感特性,就连电阻,电容的引脚也不例外。 2.2.微波频率下的电阻 从根本上说,电阻是描述某种材料阻碍电流流动的特性,电阻与电流,电压的关系在欧姆定律中已经给出。但是,在微波频率下,我们就不能用欧姆定律去简单描述电阻,这个时候,电阻的特性应经发生了很大的变化。 2.2.1.电阻的等效电路 电阻的等效电路。其中R就是电阻在直流情况下电阻自身的阻值,L是电阻的引脚,C 因电阻结构的不同而不同。我们很容易就可以想到,在不同的频率下,同一个电阻会呈现出不同的阻值。想想平时在我们进行Wi-Fi产品的设计,几乎不用到直插的元件(大容量电解

WiFi产品射频电路调试经验

Wi-Fi产品射频电路调试经验 https://www.sodocs.net/doc/2a13042404.html,/article/11-04/422921302067041.html?sort=1111_1119_1438_0 2011-04-06 13:17:21 来源:电子发烧友 关键字:Wi-Fi 射频电路调试经验 这份文档是生花通信的一线射频工程师总结了的Wi-Fi产品开发过程中的一些射频调试经验,记录并描述在实际项目开发中遇到并解决问题的过程。 1 前言 这份文档总结了我工作一年半以来的一些射频(Radio Frequency)调试(以下称为Debug)经验,记录的是我在实际项目开发中遇到并解决问题的过程。现在我想利用这份文档与大家分享这些经验,如果这份文档能够对大家的工作起到一定的帮助作用,那将是我最大的荣幸。 个人感觉,Debug过程用的都是最简单的基础知识,如果能够对RF的基础知识有极为深刻(注意,是极为深刻)的理解,我相信,所有的Bug解起来都会易如反掌。同样,我的这篇文档也将会以最通俗易懂的语言,讲述最通俗易懂的Debug技巧。 在本文中,我尽量避免写一些空洞的理论知识,但是第二章的内容除外。“微波频率下的无源器件”这部分的内容截取自我尚未完成的“长篇大论”——Wi-Fi产品的一般射频电路设计(第二版)。 我相信这份文档有且不只有一处错误,如果能够被大家发现,希望能够提出,这样我们就能够共同进步。 2 微波频率下的无源器件 在这一章中,主要讲解微波频率下的无源器件。一个简单的问题:一个1K的电阻在直流情况下的阻值是1K,在频率为10MHz的回路中可能还是1K,但是在10GHz的情况下呢?它的阻值还会是1K吗?答案是否定的。在微波频率下,我们需要用另外一种眼光来看待无源器件。 2.1. 微波频率下的导线 微波频率下的导线可以有很多种存在方式,可以是微带线,可以是带状线,可以是同轴电缆,可以是元件的引脚等等。 2.1.1. 趋肤效应 在低频情况下,导线内部的电流是均匀的,但是在微波频率下,导线内部会产生很强的磁场,这种磁场迫使电子向导体的边缘聚集,从而使电流只在导线的表面流动,这种现象就称为趋肤效应。趋肤效应导致导线的电阻增大,结果会怎样?当信号沿导体传输时衰减会很严重。 在实际的高频场合,如收音机的感应线圈,为了减少趋肤效应造成的信号衰减,通常会使用多股导线并排绕线,而不会使用单根的导线。

多媒体演示文稿的设计与制作学习心得体会

多媒体演示文稿的设计 与制作学习心得体会 This model paper was revised by LINDA on December 15, 2012.

多媒体演示文稿的设计与制作 学习心得体会 通过这次培训学习,使我进一步地掌握了制作和应用ppt等网络教学的知识和技能,增长了见识,理论水平、操作水平也有所提高。基本上掌握多媒体教学演示文稿的制作方法,主要有以下几个方面内容: (一)创建多媒体教学演示文稿; (二)编辑幻灯片; (三)编辑超级链接; (四)播放并调试幻灯片; (五)使用动画效果; 对我们教师来说,PowerPoint课件是最早接触的。利用PowerPoint可以创建出非常漂亮的幻灯片文稿,这些幻灯片中既可以有文字,还可以包含图画、表格、统计图表、组织结构图,甚至可以有声音、乐曲和动画效果,还可以为这些幻灯片设计出统一或不同的背景。利用PowerPoint可通过各种形式放映幻灯片,既可以在完全没有人工干预的情况下自动放映,也可以由使用者手工控制播放,可以令每张幻灯片从不同的角度,以不同的方式切入到屏幕上,使得放映效果生动有趣。这次网络研修,主要学习了Powerpoint基础操作、基本编辑;音、视频处理;演示文稿中动画的设置,设置不同的背景,艺术字与自选图形等。通过学习我对制作课件有了新的认识,制作课件既要讲究精美又要讲究实用。不同的制作软件具有不同的特点,在制作课件时,应根据需要选择合适的制作软件。制作课件是一个艰苦的创作过程,优秀的课件应融教育性、科学性、艺术

性、技术性于一体,这样才能最大限度地发挥学习者的潜能,强化教学效果,提高教学质量。 在这一次的学习中,我通过对每个章节的仔细学习,才知道平时经常用的ppt有如此强大的教学课件制作功能,可以说我之前所掌握的只是ppt课件制作功能的冰山一角。 在现代教育教学中多媒本技术在教育教学上的运用越来越多,多媒体以它更直观、更灵活、更易让学生理解的特点,使它成为许多教师教学方法的首选。而之前我只是对ppt课件的制作有一点认识,通过教师深入浅出的讲解和鲜活的实例,让我对ppt课件有了更深的认识,在今后的课件制作方面,我会把所学的制作技能运用其中,制作出更加实用、高效的教学课件。 通过学习,使我更加深刻地了解了多媒体课件制作的方法及技巧,认识到多媒体课件制作为教师专业化的成长提供了一个平台,同时也让我明确了本次学习的目标、内容、使自己由传统化教师向现代化教师发展。 张三

5.演示文稿设计与制作

第5章演示文稿设计与制作 第1节认识演示文稿第1课时(共2课时) 一、教学目标: 1、知识与技能: (1)掌握“ wps演示”的启动和退出方法 (2)了解“ wps演示”窗口的组成和使用 (3)初步掌握“ wps ”基本操作 2、过程与方法:通过观看、欣赏“ WPS演示”范例作品,激发学习兴趣,结合任务认识“WPS 演示”的窗口,掌握标题幻灯片的制作方法,在实践过程中达成技能的形成。 3、情感态度与价值观:知道“ WPS演示”是一种展示、汇报工具软件,知道能用“WPS 演示”制作一些作品来展示自己的风采、想法等,感受信息技术的魅力和价值。 二、教学重点: 知道演示文稿的编辑 三、教学难点: 演示文稿的编辑 四、教学方法: 任务探究,体验学习,实验学习 五、教学过程: (一)情境导入 同学们,大家好!今天老师带了件礼品给大家,想看看吗?看完后请你说一说看到了什 么?听到了什么? 师向学生展示介绍学校的演示文稿。 刚才老师向大家展示的作品是一个演示文稿,它可以将文字、图片、视频和音乐等素材 整合起来。演示文稿在我们的生活中用处可大啦,如产品介绍、自我介绍、辅助教学等。制 作这样的作品,需要专业的软件,你知道有哪些软件可以制作演示文稿呢?今天向大家介绍一款专门用于制作演示文稿的软件一一“WPS演示”。 今天这节课我们就一起来认识“ WPS演示”软件。(板书:第5章第1节认识演示文稿)(二)、新授 自主学习: 1、一个完整的演示文稿一般由___________________________________________________ 构成。 2、演示文稿中包含的素材一般有_________________________________________________ 等。 3、演示文稿的设计包括__________________________ 。 合作探究: 1、任务一:新建演示文稿 学生自学,打开“ wps演示”窗口,新建一个“ wps演示”文档。 2、任务二:新建“封面标题页” 下面我们来新建第一页幻灯片。 单击右侧的“版式”按键,打开“幻灯片版式”任务空格,在“母版版式”中选择“空 白” 3、任务三:插入字标题 插入“中国元素”艺术字 4、任务四:插入背景图片 插入“中国元素背景 1 ”并设置“叠放次序”为“置于底层”

二氢嘧啶酮衍生物论文

二氢嘧啶酮衍生物合成 摘要:本论文综述了 Biginelli 反应的研究进展,讨论了在改变合成条件 N(1)-取代的 3, 4-二氢嘧啶-2-酮类衍生物的合成影响因素。主要内容:以硅钨酸为催化剂,无水乙醇为溶剂,苯甲醛,乙酰乙酸乙酯(乙酰丙酮)和尿素为原料合成4-苯基-6-甲基-5- 乙氧羰基(乙酰)-3,4-二氢嘧啶-2(H)-酮化合物,研究反应收率与催化剂用量的关系,得到2.6g硅钨酸作催化剂最佳,收率为71.23%。产物用红外光谱进行表证分析。 关键词:N(1)-取代3, 4-二氢嘧啶酮类化合物;Biginelli 反应;硅钨酸

1前言 1.1开题依据 二氢嘧啶酮衍生物(DHPMs)是一类很重要的生物活性分子,目前发现具有钙拮抗活性,抗高血压,抑制脂肪酸的转变,抑制有丝分裂等药理活性。一些 3, 4-二氢嘧啶-2-酮化合物(DHPMs)具有显著的药理活性,是重要的治疗高血压、冠心病、心脑血管疾病的药物,如可用作钙拮抗剂【1-4】、降压剂【5-6】(SQ 32,547、拮抗物【7-8】、还可以作为研制抗癌药物的先导物【9-10】等,并在SQ 32,926)、α 1a 抗微生物、抗病毒、杀菌、消炎等药物领域有广阔的应用【11-13】。 过去的十年来,人们研究了3,4-二氢嘧啶-2-酮衍生物在治疗学和制药学上的特性和广泛的生物活性。有丝分裂(Eg5)驱动蛋白抑制剂 S-Monastrol 提供了一个新的抑制癌细胞扩散的方法,而且和已知的抗微管药物相比,对不发生细胞分裂的细胞有非常小的副作用。这些新的抗有丝分裂的药物对癌症治疗和其他扩散疾病有很好的治疗效果,也有很好的发展前景。特别是从海洋生物(Crambe)中分离出许多结构新颖、刚性的三环胍核结构的生物碱。Batzelladine 生物碱(例如 Batzelladines A,B 和 D),在这些胍类生物碱中具有显著活性的天然产物有生物碱 Crambescidin A,800,816 和 Ptilomycalin 生物碱 A,包括抗病毒(HSV-1,HIV-1),抗菌和抗肿瘤活性等。其中首次报道能够抑制HIVgp-120与CD4细胞结合的小分子量天然产物是Batzelladine A和Batzelladine B,是研制抗病毒、抗癌药物的先导物,有望成为治疗获得性免疫缺陷综合症(AIDS)的药物。这类化合物在医疗方面所表现出的巨大潜力和独特的结构,使许多生物碱成为了研究者们的理想合成目标。 1.2文献综述 1893年,意大利科学家Pietro.Biginelli发现,在浓盐酸催化下,苯甲醛,尿素以及乙酰乙酸乙酯于乙醇中回流反应经缩合,冷却后即可析出3.4-二氢嘧啶-2-酮,这就是经典的Biginelli反应。【14】 由于Biginelli反应存在反应时间长(18 h),收率低(20%-50%)等缺点,因此,研究者不断寻找新的催化剂来合成3,4-二氢嘧啶-2-酮,如用,三氯化铁[引、离子液体、高氯酸镁、三溴化铟、三氯化镧等作催化剂合成3,4-二氢

多媒体演示文稿的设计与制作

多媒体演示文稿的设计与制作 ——基于网络环境下任务驱动教学单元教学案例设计 山西省运城市康杰中学赵红冰 【课时安排】8课时 【年级】高一年级 【学习目标】 ◆知识与技能: ①掌握多媒体演示文稿中幻灯片的基本制作方法。 ②熟练掌握幻灯片的自定义动画、幻灯片切换、放映方式等设置。 ③掌握多种媒体的插入方法与超级链接设置。 ④能够对幻灯片进行打包并解包放映。 ⑤能够利用多种途径搜集表现主题所需要的多媒体素材,并能进行筛选规类。 ⑥能利用网络教学软件提交作业。 ◆过程与方法: ①通过作品的制作过程提高学生综合处理多种媒体技术的能力。 ②通过幻灯片版面的整体布局和设计以及背景、色彩的搭配提高学生的艺术表现力和审美能力。 ③通过创建超级链接培养学生对作品的控制能力和交互能力。 ◆情感态度与价值观: ①图文声像并茂,激发学生学习兴趣。 ②友好的交互环境,调动学生积极参与。 ③丰富的信息资源,扩大学生知识面。 ④超文本结构组织信息,提供多种学习路径。 【学习重点】 确定主题并围绕主题搜集、筛选、分类整理素材。 幻灯片版面的设计与布局。 【学习难点】 色彩的搭配与风格的统一、独特。 【学习平台】 基于互联网的多媒体网络教室. 【学习方法】 基于“任务驱动教学方法”下的自主、协作、探究、创新的学习方法。 一、任务设计 (一)、任务描述: 学习完PowerPoint办公软件,我们已了解了这是一个集多种媒体的演示性文稿,通过多媒体的组合可以对主题的表达更形象、生动、丰富多彩。请同学们利用已掌握的制作演示文稿的多种技术来表达一个主题,制作出图文并茂、形象生动的电子演示文稿。 (二)、任务要求: 1、主题要求 自由命题:主题鲜明、内容健康,富有个性。 可参考以下方向: 宣传科普知识或环保知识;介绍本地区旅游资源;介绍本校风貌;介绍本班情况;

射频各项测试指标.

双频段GSM/DCS移动电话射频指标分析 2003-7-14 [摘要]本文对GSM移动电话的射频指标进行了分析,并讨论了改进办法。其中一些测试及提高射频指标的方法是从实践经验中总结出来的,有一定的参考价值。第一部分对各射频指标作了简要介绍。第二部分介绍了射频指标的测试方法。第三部分介绍了一些提高射频指标的设计和改进方法。 1 射频(RF)指标的定义和要求 1.1 接收灵敏度(Rx sensitivity) (1)定义 接收灵敏度是指收信机在满足一定的误码率性能条件下收信机输入端需输入的最小信号电平。衡量收信机误码性能主要有帧删除率(FER)、残余误比特率(RBER)和误比特率(BER)三个参数。这里只介绍用残余误比特率(RBER)来测量接收灵敏度。 残余误比特率(RBER)的定义为接收到的错误比特与所有发送的的数据比特之比。 (2)技术要求 ●对于GSM900MHz频段 接收灵敏度要求:当RF输入电平为-102dBm(分贝)时,RBER不超过2%。测量时可测试实际灵敏度指标。根据多款移动电话的测试结果来看:当RBER=2%时,若RF输入电平为-l09~-l07dBm,则接收灵敏度为优;若RF输入电平为-l07~l05dBm,则接收灵敏度为良好;若RF输入电平为 -105~-l02dBm,则接收灵敏度为一般;若RF输入电平>-l02dBm,则接收灵敏度为不合格。 ●对于DCSl800MHz频段 接收灵敏度要求:当RF输入电平为-l00dBm,RBER不超过2%。测量时可测试实际灵敏度指标。根据多款移动电话的测试结果来看:当RBER=2%时,若RF输入电平为-l08~-105dBm,则接收灵敏度为优;若RF输入电平为-105~ -l03dBm,则接收灵敏度为良好;若RF输入电平为-l03~ -100dBm,则接收灵敏度为一般;若RF输入电平为>-l00 dB mm,则接收灵敏度为不合格。 1.2频率误差Fe、相位误差峰值Pepeak、相位误差有效值PeRMS (1)定义 测量发射信号的频率和相位误差是检验发信机调制信号的质量。GSM调制方案是高斯最小频移键控(GMSK),归一化带宽为BT=0.3。 发射信号的相位误差定义为:发信机发射信号的相位与理论上最好信号的相位之差。理论上的相位轨迹可根据一个己知的伪随机比特流通过GMSK脉冲成形滤波器得到。

新技术新方法合成3-4-二氢嘧啶-2--酮

新技术新方法合成3-4-二氢嘧啶-2--酮类化合物

新技术新方法合成3,4-二氢嘧啶-2-酮类化合物 周韬 摘要:本实验在无氧的条件下利用乙酰乙酸乙酯、苯甲醛和脲进行一锅反应制备了3,4-二氢嘧啶-2-酮,此方法为著名的Bilinelli反应。提纯产物之后,对产物进行了红外、HPLC、核磁等一系列的表征。 关键词:Bilinelli反应,无氧条件,核磁氢谱 引言: 3,4-二氢嘧啶-2-酮衍生物通常具有广泛的生物活性,如抗病毒、抗肿瘤、抗菌和消炎作用等。1893年,Biginelli用芳香醛、乙酰乙酸乙酯、尿素在盐酸催化下首次得到此类化合物,但存在反应时间长,产率低等缺点。为了改进这些缺点,后来发展了微波技术、超声技术、固相合成、无溶剂合成等几种新的合成方法。 本实验采用不同于盐酸的新催化剂CoC1·6H2O来制备二氢嘧啶酮的外消旋体,结果显示这种方法在保证一定产率的前提下,大大缩短了反应时间。1、实验部分 1.1原理 本实验用乙酸乙酯、苯甲醛和脲进行一锅反应制备3,4-二氢嘧啶-2-酮,该方法被称为Bilinelli反应,反应的通式如下 图 1 Bilinelli反应通式 当然,反应中还会产生水。实验中采用常规无氧(尽可能无水)操作合成3,4-二氢嘧啶-2-酮的消旋体。反应的进程用薄层色谱跟踪,得到的产物进行红外、HPLC、核磁等的表征。 马金广在“3,4-二氢嘧啶-2(1H)-酮的合成与理论研究[1]”中结合前人的

研究,在几种可能的反应机理中确定了Bilinelli 反应的反应机理如下 1.2试剂与仪器 1. 2.1试剂 乙酰乙酸乙酯(AR ),苯甲醛(AR ),脲(AR ),氯化钴,无水乙醇,去离子水,氮气瓶 1.2.2仪器 磁力搅拌器,50mL 圆底烧瓶,油浴锅及加热装置,薄层色谱,布氏漏斗,烘箱,电子天平,熔点仪,红外光谱仪,HPLC ,核磁仪,真空泵 1.2.3物质物理常数 表 1 反应物及产物的物理常数 物质 分子量 相对密度/g.cm -3 沸点/℃ 熔点/℃ 乙酰乙酸乙酯 130.14 1.020 180.4 -45 苯甲醛 106.12 1.044 179 -26 脲 60.06 1.323 133-135 3,4-二氢嘧啶-2-酮 260.29 203-205 1.3实验步骤 氮气球保护下,在100ml 三口烧瓶中加入乙酰乙酸乙酯(15mmol )、苯甲醛

多媒体演示文稿的设计与制作学习心得体会

多媒体演示文稿的设计与制作学习心得体会通过这次培训学习,使我进一步地掌握了制作和应用ppt等网络教学的知识和技能,增长了见识,理论水平、操作水平也有所提高。基本上掌握多媒体教学演示文稿的制作方法,这次培训学习心得体会如下: 一、知识点: 这次培训学习主要有以下几个方面内容: (一)创建演示文稿 (二)插入多媒体资源 (三)多媒体资源搭配 (四)播放和调试文稿 二、内容呈现: 1.创建课件页 (1)新建文稿 启动PowerPoint,在"新建演示文稿"对话框中选择"空演示文稿"。 (2)选择版式 默认的是“标题幻灯片”。课根据自己的需要进行选择; (3)输入文本 选择"插入"菜单中"文本框"中"文本框"命令后,在编辑区拖动鼠标,绘出文本框,然后输入相应文字或者粘贴上你所需要的文字。 (4)格式化文本 与其它字处理软件(如WORD)相似 (5)调整文本位置 通过调整文本框的位置来调整文本的位置。先选中要调整的文本框,使其边框上出现8个控制点,然后根据需要拖动控制点,文本框随之改变大小。当鼠标指针放在文本框边上的任何不是控制点的位置时,鼠标指针附带十字箭头,这时拖动鼠标可调整文本框的位置。 通过调整文本框的位置来调整文本的位置。先选中要调整的文本框,使其边框上出现8个控制点,然后根据需要拖动控制点,文本框随之改变大小。当鼠标指针放在文本框边上的任何不是控制点的位置时,鼠标指针附带十字 箭头,这时拖动鼠标可调整文本框的位置。

2、编排与修改 2.1 插入图片 (1)选择"插入"-"图片",选取合适的图片,然后单击"插入"按钮。 2.2 选取模板 单击"格式"菜单中的"幻灯片设计…"命令,选择合适的模板,也可在幻灯片上单击右键,通过快捷菜单选择"幻灯片…"命令。 2.3 应用背景 如果不想对课件页添加模板,而只是希望有一个背景颜色或者是图片,可以单击"格式"菜单中的"背景"命令,在"背景"对话框中,打开下拉列表框,或单击"其他颜色…"选择合适的颜色,也可以选择"填充效果" 2.4影片、声音 执行“文件——插入——影片和声音”选择文件中的影片或者文件中的声音进行操作,为了防止课件到拷贝其他电脑无法获取文件,可将声音或影片文件与幻灯片文件放在同一文件夹下 三、学以致用: 1、PowerPoint中有多种创建演示文稿的方法,对于一个初学者想要快速制作一个演示文稿可以根据内容提示向导创建演示文稿。“内容提示向导”是创建演示文稿最快捷的一种方式,在“内容提示向导”的引导下,不仅能帮助使用者完成演示文稿相关格式的设置,而且还帮助使用者输入演示文稿的主要内容。 2、在多媒体演示文稿的页面中插入有关的文本、图片等多媒体资源需以下几个步骤:选择要插入的多媒体资源;调整插入对象的位置和大小; 3、(1)配色方案:配色方案就是由多媒体演示文稿软件预先设计的能够应用于幻灯片中的背景、文本和标题等对象的一套均衡搭配的颜色。通过配色方案,使多媒体演示文稿色彩绚丽,多呈现的内容更加生动,进行配色时需完成以下几个步骤:选择配色方案;应用配色方案;(2)利用版式搭配多媒体资源:版式是PowerPoint2003软件中的一种常规排版的格式,通过幻灯片版式的应用可以对文字、图片等等更加合理简洁完成布局,通常PowerPoint2003中已经内置文字版式、内容版式等版式类型供使用者使用,利用版式可以轻松完成幻灯片制作和运用。运用版式搭配多媒体资源需要以下几个步骤:选择版式;应用版式;(3)、图形组合:图形组合是PowerPoint软件中的一种图形处理功能,可以将多个独

(完整word版)多媒体演示文稿的设计与制作学习心得

多媒体演示文稿的设计与制作 学习心得体会 最近参加了Powerpoint2010培训,学到了很多的ppt制作相关理论和ppt课件制作技巧,真是受益匪浅。对我们教师来说,PowerPoint课件是最早接触的。利用PowerPoint 可以创建出非常漂亮的幻灯片文稿,这些幻灯片中既可以有文字,还可以包含图画、表格、统计图表、组织结构图,甚至可以有声音、乐曲和动画效果,还可以为这些幻灯片设计出统一或不同的背景。 利用PowerPoint可通过各种形式放映幻灯片,既可以在完全没有人工干预的情况下自动放映,也可以由使用者手工控制播放,可以令每张幻灯片从不同的角度,以不同的方式切入到屏幕上,使得放映效果生动有趣。这次培训,主要学习了在Powerpoint基础操作、基本编辑、音、视频处理、演示文稿中动画的设置,设置不同的背景,艺术字与自选图形,表格等。通过培训我对制作课件有了新的认识,制作课件既要讲究精美又要讲究实用。不同的制作软件具有不同的特点,在制作课件时,应根据需要选择合适的制作软件。制作课件是一个艰苦的创作过程,优秀的课件应融教育性、科学性、艺术性、技术性于一体,这样才能最大限度地发挥学习者的潜能,强化教学效果,提高教学质量。在这一次的学习中,我通过对每个章节的仔细学习,才知道平时经常用的

ppt有如此强大的教学课件制作功能,可以说我之前所掌握的只是ppt课件制作功能的冰山一角。现代教育教育多媒本技术在教育教学上的运用越来越多,多媒体以它更直观、更灵活、更易让学生理解的特点,使它成为许多教师教学方法的首选。而之前我只是对ppt课件的制作有一点认识,通过教师深入浅出的讲解和鲜活的实例,让我对ppt课件有了更深的认识,在今后的课件制作方面,我会把所学的制作技能运用其中,制作出更加实用、高效的教学课件。 通过学习,使我更加深刻地了解了多媒体课件制作的方法及技巧,认识到多媒体课件制作为教师专业化的成长提供了一个平台,同时也让我明确了本次学习的目标、内容、使自己由传统化教师向现代化教师发展。

常用射频指标测试大纲

常用射频指标 测试大纲 通信对抗 2015/10/30 Ver. 1.0

目录 目录1 1.1dB压缩点(P1dB) (1) 1.1基本概念 (1) 1.2测量方法 (1) 2.三阶交调(IP3) (2) 2.1基本概念 (2) 2.2测量方法 (3) 3.三阶互调(IM3) (4) 3.1基本概念 (4) 3.2测量方法 (5) 3.2.1直接测量 (5) 3.2.2间接法 (5) 4.噪声系数(NF) (5) 4.1基本概念 (5) 4.2测量方法 (6) 4.2.1使用噪声系数测试仪 (6) 4.2.2增益法 (6) 4.2.3Y因数法 (8) 4.2.4测量方法小结 (10) 5.灵敏度 (10) 5.1基本概念 (10) 5.2测量方法 (11) 5.2.1间接法-噪声系数法测量 (11) 5.2.2直接法-临界灵敏度测量 (11) 6.镜频抑制 (11) 6.1基本概念 (11) 6.2测量方法 (12) 7.相位噪声 (13) 7.1基本概念 (13) 7.2测量方法 (13)

7.2.1基于频谱仪的相位噪声测试方法 (13)

1.1dB压缩点(P1dB) 1.1基本概念 射频电路(系统)有一个线性动态范围,在这个范围内,射频电路(系统)的输出功率随输入功率线性增加,即输出功率P out– P in = G,输出信号的功率步进等于输入信号的功率步进ΔP out = ΔP in,这种射频电路(系统)称之为线性射频电路(系统),这两个功率之比就是功率增益G。 随着输入功率的继续增大,射频电路(系统)进入非线性区,其输出功率不再随输入功率的增加而线性增加,也就是说,其输出功率低于小信号增益所预计的值。当输出功率满足P out– P in = G – 1时,对应的P out即为输出1dB压缩点,对应的P in即为输入1dB压缩点。 通常把增益下降到比线性增益低1dB 时的输出功率值定义为输出功率的1dB 压缩点,用P1dB表示(图1)。典型情况下,当功率超过P1dB时,增益将迅速下降并达到一个最大的或完全饱和的输出功率,其值比P1dB大3dB~4dB。 1dB压缩点愈大,说明射频电路(系统)线性动态范围愈大。 图 1 输出功率随输入功率的变化曲线 1.2测量方法 频谱仪直接测量。 1,DUT的输入端连接信号源,输出端连接频谱仪; 2,将输入信号的功率由小至大缓慢增加,并记录输入功率、输出功率极其

射频调试

调试技术 简介 这里所谓的调试指的是双工器、滤波器、合路器、分路器、耦合器的调试,当然它也是我们今后工作中所要调试的对象,我们所要做的就是把装配好的产品按照我们公司内部指标调试合格,我们调试的过程就是调试技术。(双工器、滤波器都是同轴腔的) 一、 调试的分类: 调试分为无源调试和有源调试两类 无源调试:指的是不带电源的产品的调试(如滤波器、合路器、分路器、耦合器) 有源调试:指的是带电源的产品的调试(带低噪声放大器的双工器、低噪声放大器) 二、 无源调试 如下图所示我们所看到的就是滤波器的一个单腔,一般的滤波器、双工器由多个单腔组成,我们调节的部分就是下图示中的调谐螺钉,调谐螺钉越往下谐振频率越低,反之往上则谐振频率越高;在腔与腔之间有一个耦合螺钉,耦合螺钉是用来调节产品通带的宽窄。我们调试的时候就是将每个单腔的谐振频率调到产品使用的通带内,再配合耦合螺钉将产品指标调过。一般的指标有回损、插损、抑制、隔离,具体的每个指标要怎样调过需要实践来完成。另外还有一个交叉耦合,它是用来改善通带的抑制。 滤波器、双工器的调试方法有很多种,例如我们可以利用相位来调;还可以通过smith 缩圆来调;也可以直接调回损。这些只不过是一种方法而已,通过实践我们都可以掌握。 常用技巧: 1、 调谐螺钉同时往下旋,通带向低频率端移,即网络分析仪的左面移;反之往上旋,通带向高频率端移,即网络分析仪的右面移 2、 耦合螺钉往下旋,加宽通带,反之往上旋则缩窄通带 3、 通带两端插损过大时可加宽通带;反之抑制不够可缩窄通带 腔(空气) 谐振管 调谐螺钉

合路器、分路器、耦合器的调试就比较简单,指标也少,具体的调试方法需要去实践。 三、有源调试 有源调试首先是建立在无源调试基础上的,主要就是加了有源部分,当然指标也就多了一些,我们常见的就是低噪声放大器的调试,我们要调试它就必须了解它,首先了解一下低噪声放大器:低噪声放大器一听我们就知道要求噪声系数很低,它的一个重要的指标就是噪声系数,其次还有增益(放大倍数)、1dB压缩点、三阶截点(IP3)、增益平坦度等。 1、噪声系数(NF): 噪声系数是指输入端信噪比与放大器输出端信噪比的比值,单位常用“dB”。 噪声系数由下式表示:NF=10lg(输入端信噪比/输出端信噪比) 在放大器的噪声系数比较低(例如NF<1)的情况下,通常放大器的噪声系数用噪声温度(T)来表示。 噪声系数与噪声温度的关系为:T=(NF-1)T0 或 NF=T/T0+1 T0-绝对温度(290K) 2、功率增益(G): 指放大器输出功率和输入功率的比值,单位常用“dB”。 3、1dB压缩点输出功率(P1dB): 放大器有一个线性动态范围,在这个范围内,放大器的输出功率随输入功率线性增加。这种放大器称之为线性放大器,这两个功率之比就是功率增益G。随着输入功率的继续增大,放大器进入非线性区,其输出功率不再随输入功率的增加而线性增加,也就是说,其输出功率低于小信号增益所预计的值。通常把增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率值定义为输出功率的1dB压缩点,用P1dB表示。(见图3) 典型情况下,当功率超过P1dB时,增益将迅速下降并达到一个最大的或完全饱和的输出功率,其值比P1dB大3-4dB。 4、三阶截点(IP3): 测量放大器的非线性特性,最简单的方法是测量1dB压缩点功率电平P1dB。另一个颇为流行的方法是利用两个相距5到10MHz的邻近信号,当频率为f1和f2的这两个信号加到一个放大器

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